本发明涉及dc-dc变换器技术领域，特别涉及一种高增益双开关dc-dc变换器。
背景技术
随着能源和环境问题越发严重，新能源的开发和利用成为研究的热点。其中由于光伏电池、燃料电池发电系统输出电压低的现状，往往要求新能源系统中的dc-dc变换器需要具有高升压增益。
传统的高增益dc-dc变换器往往是通过级联dc-dc变换器获得。传统的级联型dc-dc变换器的电路图如图1所述，该类变换器功率经过两级甚至多级传递，控制复杂，传输损耗大，效率低。因此，导致了现有高增益dc-dc变换器转换损耗大，效率低且控制复杂的技术问题。
技术实现要素：
本发明提供了一种高增益双开关dc-dc变换器，解决了现有高增益dc-dc变换器转换损耗大、效率低且控制复杂的技术问题。其具体方案如下：
一种高增益双开关dc-dc变换器，包括：直流电源、电感、第一开关管模块、第二开关管模块、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一电容、第二电容、第三电容和直流负载；
所述直流电源的正极与所述第一二极管的阳极电连接；
所述第一二极管的阴极分别与所述电感的第一端、所述第一开关管模块的第二端电连接；
所述电感的第二端分别与所述第二二极管的阳极、所述第二开关管模块的第一端和所述第二电容的第一端电连接；
所述第一开关管模块的第一端分别与所述第二二极管的阴极、所述第一电容的第一端电连接，所述第一开关管模块、所述第二二极管和所述第一电容三者的公共端与所述第四二极管的阳极电连接；
所述第四二极管的阴极与所述第三电容的第一端电连接，所述第四二极管和所述第三电容两者的公共端与所述直流负载的第一端电连接；
所述第三电容的第二端分别与所述第二电容的第二端和所述第三二极管的阳极电连接，所述第三电容、所述第二电容和所述第三二极管三者的公共端与所述直流负载的第二端电连接；
所述直流电源的负极分别与所述第一电容的第二端、所述第二开关管模块的第二端电连接，所述直流电源、所述第一电容和所述第二开关管模块三者的公共端与所述第三二极管的阴极电连接。
可选的，所述第一开关管模块和所述第二开关管模块同时开通或者同时关断。
可选的，所述第一开关管模块由一个开关管组成；
所述第二开关管模块由一个开关管组成。
可选的，所述第一开关管模块由至少两个开关管并联组成；
所述第二开关管模块由至少两个开关管并联组成。
可选的，所述第一开关管模块和所述第二开关管模块中的开关管均为nmos；
其中，所述第一开关管模块的第一端为所述第一开关管模块内nmos的漏极，所述第二开关管模块的第一端为所述第二开关管模块内nmos的漏极，所述第一开关管模块的第二端为所述第一开关管模块内nmos的源极，所述第二开关管模块的第二端为所述第二开关管模块内nmos的源极。
可选的，所述第一开关管模块和所述第二开关管模块中的开关管均为igbt；
其中，所述第一开关管模块的第一端为所述第一开关管模块内igbt的集电极，所述第二开关管模块的第一端为所述第二开关管模块内igbt的集电极，所述第一开关管模块的第二端为所述第一开关管模块内igbt的发射极，所述第二开关管模块的第二端为所述第二开关管模块内igbt的发射极。
可选的，所述第一电容、所述第二电容和所述第三电容均为有极性电容；
其中，所述第一电容、所述第二电容和所述第三电容的第一端均为所述有极性电容的正端，所述第一电容、所述第二电容和所述第三电容的第二端均为所述有极性电容的负端。
本发明实施例具有以下有益效果：
本发明提供了一种高增益双开关dc-dc变换器，包括：直流电源、电感、第一开关管模块、第二开关管模块、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一电容、第二电容、第三电容和直流负载；所述直流电源的正极与所述第一二极管的阳极电连接；所述第一二极管的阴极分别与所述电感的第一端、所述第一开关管模块的第二端电连接；所述电感的第二端分别与所述第二二极管的阳极、所述第二开关管模块的第一端和所述第二电容的第一端电连接；所述第一开关管模块的第一端分别与所述第二二极管的阴极、所述第一电容的第一端电连接，所述第一开关管模块、所述第二二极管和所述第一电容三者的公共端与所述第四二极管的阳极电连接；所述第四二极管的阴极与所述第三电容的第一端电连接，所述第四二极管和所述第三电容两者的公共端与所述直流负载的第一端电连接；所述第三电容的第二端分别与所述第二电容的第二端和所述第三二极管的阳极电连接，所述第三电容、所述第二电容和所述第三二极管三者的公共端与所述直流负载的第二端电连接；所述直流电源的负极分别与所述第一电容的第二端、所述第二开关管模块的第二端电连接，所述直流电源、所述第一电容和所述第二开关管模块三者的公共端与所述第三二极管的阴极电连接。本发明中公开的高增益双开关dc-dc变换器的增益为(2-2d)/(1-2d)，其中d为变换器的占空比，可以在较低的占空比下实现高增益，解决了传统的boost变换器因高占空比导致的高开关损耗，进而导致低转换效率的问题。此外，此变换器中的两个开关管模块的门极控制信号相同，控制简单，解决了当前高增益dc-dc变换器传输损耗大，效率低且控制复杂的技术问题，具有较好的实际应用价值。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
图1为现有技术提供的一种传统的级联型dc-dc变换器的电路图。
图2为本发明实施例提供的一种高增益双开关dc-dc变换器的电路图。
图3为本发明实施例提供的一种高增益双开关dc-dc变换器在第一开关管模块和第二开关管模块都开通时的电路图。
图4为本发明实施例提供的一种高增益双开关dc-dc变换器在第一开关管模块和第二开关管模块都关断时的电路图。
图5为本发明实施例提供的一种高增益双开关dc-dc变换器的占空比d为0.3时的仿真波形图。
图6为本发明实施例提供的一种高增益双开关dc-dc变换器的增益曲线图。
附图说明：
vin、直流电源；l、电感；d1、第一二极管；d2、第二二极管；d3、第三二极管；d4、第四二极管；s1、第一开关管模块；s2、第二开关管模块；c1、第一电容；c2、第二电容；c3、第三电容；r、直流负载；vo、输出电压。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
请参阅图2、图3和图4，本发明实施例提供了一种高增益双开关dc-dc变换器，包括：直流电源vin、电感l、第一开关管模块s1、第二开关管模块s2、第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3、第四二极管d4、第一电容c1、第二电容c2、第三电容c3和直流负载r。
所述直流电源vin的正极与所述第一二极管d1的阳极电连接。所述第一二极管d1的阴极分别与所述电感l的第一端、所述第一开关管模块s1的第二端电连接。所述电感l的第二端分别与所述第二二极管d2的阳极、所述第二开关管模块s2的第一端和所述第二电容c2的第一端电连接。
所述第一开关管模块s1的第一端分别与所述第二二极管d2的阴极、所述第一电容c1的第一端电连接，所述第一开关管模块s1、所述第二二极管d2和所述第一电容c1三者的公共端与所述第四二极管d4的阳极电连接。
所述第四二极管d4的阴极与所述第三电容c3的第一端电连接，所述第四二极管d4和所述第三电容c3两者的公共端与所述直流负载r的第一端电连接。
所述第三电容c3的第二端分别与所述第二电容c2的第二端和所述第三二极管d3的阳极电连接，所述第三电容c3、所述第二电容c2和所述第三二极管d3三者的公共端与所述直流负载r的第二端电连接。
所述直流电源vin的负极分别与所述第一电容c1的第二端、所述第二开关管模块s2的第二端电连接，所述直流电源vin、所述第一电容c1和所述第二开关管模块s2三者的公共端与所述第三二极管d3的阴极电连接。
需要说明的是，本实施例中的阻抗网络dc-dc变换器的工作原理如图3和图4所示，图3和图4中虚线部分为非工作部分，可视为不存在。
当第一开关管模块s1和第二开关管模块s2开通时，第一二极管d1、第二二极管d2及第三二极管d3关断，第四二极管d4开通，第一电容c1通过“第一电容c1-第一开关管模块s1-电感l-第二开关管模块s2”回路对电感l充电，电感l的电流线性增加。
第一电容c1和第二电容c2通过“第二电容c2-第二开关管模块s2-第一电容c1-第四二极管d4-第三电容c3//直流负载r”回路向第三电容c3和直流负载r释放能量。
当第一开关管模块s1和第二开关管模块s2关断时，第一二极管d1、第二二极管d2和第三二极管d3导通，第四二极管d4关断，直流电源vin和电感l分别通过“直流电源vin-第一二极管d1-电感l-第二二极管d2-第一电容c1”回路和“直流电源vin-第一二极管d1-电感l-第二电容c2-第三二极管d3”回路对第一电容c1和第二电容c2充电。
第三电容c3通过“第三电容c3-直流负载r”回路向直流负载r释放能量。
本实施例中公开的阻抗网络dc-dc变换器的增益为(2-2d)/(1-2d)，可以在较低的占空比下实现高增益，解决了传统的boost变换器因高占空比导致的高开关损耗，进而导致低转换效率的问题。此外，此变换器中的两个开关管模块的门极控制信号相同，控制简单，解决了当前高增益dc-dc变换器传输损耗大，效率低且控制复杂的技术问题，具有较好的实际应用价值。
可选的，在本申请的另一实施例中，第一开关管模块s1和第二开关管模块s2同时开通或者同时关断。
需要说明的是，第一开关管模块s1和第二开关管模块s2同时开通或者同时关断，第一开关管模块s1和第二开关管模块s2的一个周期内开通时间和周期时间的比值为占空比d。
第一电容c1、第二电容c2、第三电容c3和电感l的取值并不做特别的限定，根据实际需要进行选择。
下面对本实施例中阻抗网络dc-dc变换器的增益进行计算：
阻抗网络dc-dc变换器的占空比为d，在一个周期内，dc-dc变换器的输出电压为vo(即直流负载的电压vo)，直流电源vin电压为vin，则当第一开关管模块s1和第二开关管模块s2开通时，电感l的电压vl为：
vl＝vc1(1)
其中，vc1为第一电容c1的电压，电感l的电流线性增加；
dc-dc变换器的输出电压vo为：
vo＝vc1+vc2(2)
当第一开关管模块s1和第二开关管模块s2关断时，第一二极管d1、第二二极管d2和第三二极管d3关断，第一电容c1和第二电容c2的电压为：
vc1＝vc2(3)
其中，vc2为第二电容c2的电压；
则电感l两端的电压为：
vl＝vin-vc1(4)
当电路处于稳态工作时，根据式(1)、式(3)、式(4)和电感l的伏秒平衡定理有：
其中，t为一个周期的时间；
对式(5)进行变形可得：
vc1×dt+(vin-vc1)×(1-d)t＝0(6)
即：
联立式(2)和式(7)有：
由于电路增益为输出电压与输入电压的比值，则本实施例中阻抗网络dc-dc变换器的增益g为：
即本实施例中的阻抗网络dc-dc变换器以低于0.5的占空比即可实现较高的增益g，提高了电路的工作效率。
增益g的增益曲线如图6所示。
搭建图2中所示的仿真电路，其中的仿真参数选择如下：l＝220μh、c1＝c2＝c3＝330μf、vin＝20v、r＝100ω。
当占空比选择为0.3时，此时的仿真结果如图5所示，dc-dc变换器的输出电压vo为70v，dc-dc变换器的增益g为3.5，符合图6的增益曲线。
可选的，在本申请的另一实施例中，第一开关管模块s1由一个开关管组成；第二开关管模块s2由一个开关管组成。
需要说明的是，在实际应用过程中，如果升压中的电流较小，则第一开关管模块s1和第二开关管模块s2皆可只由一个开关管组成，从而节约才成本。
可选的，在本申请的另一实施例中，第一开关管模块s1由至少两个开关管并联组成；第二开关管模块s2由至少两个开关管并联组成。
需要说明的是，在实际应用过程中，如果升压中的电流较大，则为了避免损坏器件，第一开关管模块s1和第二开关管模块s2可由至少两个开关管并联组成。
可选的，在本申请的另一实施例中，第一开关管模块s1和第二开关管模块s2中的开关管均为nmos。其中，第一开关管模块s1的第一端为第一开关管模块s1内nmos的漏极，第二开关管模块s2的第一端为第二开关管模块s2内nmos的漏极，第一开关管模块s1的第二端为第一开关管模块s1内nmos的源极，第二开关管模块s2的第二端为第二开关管模块s2内nmos的源极。
需要说明的是，nmos(n-metal-oxide-semiconductor，n型金属-氧化物-半导体)晶体管是开关管中的一种，在一块掺杂浓度较低的p型硅衬底(提供大量可以动空穴)上，制作两个高掺杂浓度的n+区(n+区域中有大量为电流流动提供自由电子的电子源)，并用金属铝引出两个电极，分别作漏极和源极，然后在半导体表面覆盖一层很薄的二氧化硅(sio2)绝缘层，在漏——源极间的绝缘层上再装上一个铝电极(通常是多晶硅),作为栅极，在衬底上也引出一个电极，这就构成了一个n沟道增强型mos管。
nmos具有开关速度快、开关损耗小的优点。
可选的，在本申请的另一实施例中，第一开关管模块s1和第二开关管模块s2中的开关管均为igbt。其中，第一开关管模块s1的第一端为第一开关管模块s1内igbt的集电极，第二开关管模块s2的第一端为第二开关管模块s2内igbt的集电极，第一开关管模块s1的第二端为第一开关管模块s1内igbt的发射极，第二开关管模块s2的第二端为第二开关管模块s2内igbt的发射极。
需要说明的是，igbt(insulatedgatebipolartransistor，绝缘栅双极型晶体管)，是由bjt(双极型三极管)和mos(绝缘栅型场效应管)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件,兼有mosfet的高输入阻抗和gtr的低导通压降两方面的优点。
除了nmos和igbt之外，第一开关管模块s1和第二开关管模块s2还可以是其他类型的开关管，实际应用过程中根据需要进行选择。
可选的，在本申请的另一实施例中，第一电容c1、第二电容c2和第三电容c3均为有极性电容，其中，第一电容c1、第二电容c2和第三电容c3的第一端均为有极性电容的正端，第一电容c1、第二电容c2和第三电容c3的第二端均为有极性电容的负端。
需要说明的是，有极性电容的容量比较大，能够适用于高压高功率的场合，当然，本申请中也可以选用无极性电容，本申请在此不做特别的限定，根据实际情况来定。
本实施例中公开的阻抗网络dc-dc变换器的增益为(2-2d)/(1-2d)，可以在较低的占空比下实现高增益，不存在传统的boost变换器因为在高占空比下开关管的开关损耗较大，导致变换器效率较低的问题，有较高的实用性和经济性。此外，此双开关dc-dc变换器中的两个开关管模块的门极控制信号相同，控制简单，解决了当前高增益dc-dc变换器传输损耗大，效率低且控制复杂的技术问题。
以上对本发明所提供的互联电力系统频率负荷控制方法及装置进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。