定子电阻辨识方法、电机控制器及计算机可读存储介质与流程

本发明涉及电机驱动器领域，更具体地说，涉及一种定子电阻辨识方法、电机控制器及计算机可读存储介质。

背景技术：

现代高性能交流传动基本都使用矢量控制技术，且电机参数对矢量控制的性能有着决定性的影响。电机真实参数的调谐辨识，是高性能矢量控制电机驱动器设计的一项关键技术。电机参数包括定子电阻、转子电阻、定子漏感、转子漏感、互感和空载电流等，特别的，定子电阻是其它参数辨识的基础。在无速度传感器矢量控制中，定子电阻偏差对控制的影响尤为敏感。

当前定子电阻辨识的方法一般是直流伏安法，即在任意两相绕组之间施加低压直流电源，测量绕组两端的电压和绕组通过的电流，经过计算得到定子电阻。如图1，以星形接法电机为例，以u表示两相电机绕组间的电压，i表示通过绕组的电流，фa表示其中一相绕组a的磁链，фb表示另一相绕组b的磁链，电压电流关系为：

施加直流电压u后，经过足够长时间，绕组电流i为稳定的直流，фa与фb到达稳态，测量稳态的电压u和电流i，得到定子电阻为：

如果电机为三角形接法，通过三角形与星形之间的等效变换，可以将电机等效为一台星形接法的电机。

在电机驱动器中，产生低压直流电源的方法是将直流母线电压做斩波处理，得到一个平均值很小、周期固定、占空比固定的高频电压脉冲，该电压脉冲经过定子绕组的电感滤波后，可得到一个脉动很小的直流。

如图2，t5与t6恒关断将第三绕组c保持开路，t4一直导通，t2、t3一直关断，t1由高频脉冲序列驱动，则可产生一个电压脉冲序列作用在a、b两相绕组上，设脉冲周期为t，脉冲宽度为t，则占空比用uigbt和udiode分别表示igbt和其反并联二极管的导通压降，如图3，那么a、b两相绕组之间的平均电压为：

uav＝(udc-2uigbt)×d-(uigbt+udiode)×(1-d)(3)

变换为：

uav＝udc×d-(uigbt+udiode)-(uigbt-udiode)×d(4)

稳态时，用i表示绕组流过的稳态直流电流，电机绕组电压电流的关系为

uav＝2rsi(5)

为了消除igbt与其反并联二极管的管压降的影响，一般方法是两段发波法，具体做法是设定两个不同的占空比d1与d2，其平均电压分别为uav1和uav2，在电机绕组上产生的稳态电流分别为i1和i2，根据以上公式，则有：

2rs(i1-i2)＝uav1-uav2＝udc×(d1-d2)-(uigbt-udiode)×(d1-d2)(6)

由于udc＞＞(uigbt-udiode)，则(uigbt-udiode)×(d1-d2)项可忽略，因此可得定子电阻为：

但采用以上方法存在以下问题：

第一，前述方法的辨识时间长。当电压源施加到电机绕组上时，存在电机磁场建立的过程，在这个过程中，电机绕组交链的磁链的微分不为零，定子电阻压降小于电压源电压，只有在磁场完全建立到达稳态后，磁链的微分才为零，定子电阻压降等于电压源电压，这时前述直流伏安法计算得到的电阻才是真实的定子电阻。磁场完全建立的时间比较长，需要4倍电机转子时间常数以上。这个特性，导致前述方法在需要快速辨识定子电阻的场合不适用。

第二，定子电阻辨识的发波方法，与正常矢量控制时的方法不一样，正常矢量控制时需要使用svpwm(spacevectorpulsewidthmodulation，空间矢量脉宽调制)调制，此处定子电阻辨识的发波方法要求定子电阻辨识时需对微处理器的寄存器做特别的配置，软件也需额外编写，增加了整个软件的复杂性。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题在于现有定子电阻辨识方法辨识时间长和配置复杂，针对上述的问题，提供一种新的定子电阻辨识方法、电机控制器及计算机可读存储介质。

本发明解决上述技术问题的技术方案是，提供一种定子电阻辨识方法、电机控制器及计算机可读存储介质，该定子电阻辨识方法，包括：

向电机绕组中注入第一给定电流矢量，并在所述电机绕组的磁链达到稳态时，采样所述电机绕组的输入电流作为第一反馈电流以及采样自动电流调节器的输出电压作为第一反馈电压；

向电机绕组中注入第二给定电流矢量，并在所述电机绕组的磁链达到稳态时，采样所述电机绕组的输入电流作为第二反馈电流以及采样自动电流调节器的输出电压作为第二反馈电压，且所述第二给定电流矢量的幅值与所述第一给定电流矢量的幅值不同；

根据所述第一反馈电流、第一反馈电压、第二反馈电流以及第二反馈电压计算获得定子电阻。

在本发明所述的定子电阻辨识方法中，所述第一给定电流矢量和第二给定电流矢量的矢量角均为相同预设矢量角。

在本发明所述的定子电阻辨识方法中，所述根据所述第一反馈电流、第一反馈电压、第二反馈电流以及第二反馈电压计算获得定子电阻包括：

根据所述预设矢量角分别获得所述第一反馈电流的d轴分量、所述第一反馈电压的d轴分量、所述第二反馈电流的d轴分量以及第二反馈电压的d轴分量；

根据所述第一反馈电流的d轴分量、所述第一反馈电压的d轴分量、所述第二反馈电流的d轴分量以及第二反馈电压的d轴分量计算所述定子电阻。

在本发明所述的定子电阻辨识方法中，所述定子电阻通过以下计算式计算获得：

其中：rs为定子电阻，id1为第一反馈电流的d轴分量，ud1为第一反馈电压的d轴分量，id2为第二反馈电流的d轴分量，ud2第二反馈电压的d轴分量。

在本发明所述的定子电阻辨识方法中，，通过以下方式判断所述电机绕组的磁链是否达到稳态：

采样所述电机绕组的输入电流作为第三反馈电流，并根据所述预设矢量角获得所述第三反馈电流的d轴分量；

根据所述第三反馈电流的d轴分量估算绕组磁链的当量电流；

在所述当量电流达到期望的电机电流矢量的d轴分量时，确认所述电机绕组的磁链达到稳态。

在本发明所述的定子电阻辨识方法中，在根据所述第三反馈电流的d轴分量估算绕组磁链的当量电流时，通过以下传递函数计算获得所述绕组磁链的当量电流：

其中：为绕组磁链的当量电流，tr为转子时间常数，id为第三反馈电流的d轴分量，s为复变量。

在本发明所述的定子电阻辨识方法中，所述向电机绕组中注入第一给定电流矢量之前包括：向所述电机绕组注入第三给定电流矢量，并在所述绕组磁链的当量电流达到第一给定电流矢量的d轴分量时，向所述电机绕组注入第一给定电流矢量；所述第三给定电流矢量的矢量角为所述预设矢量角，且所述第三给定电流矢量的幅值大于所述第一给定电流矢量的幅值。

在本发明所述的定子电阻辨识方法中，所述向电机绕组中注入第二给定电流矢量之前包括：向所述电机绕组注入第四给定电流矢量，并在所述绕组磁链的当量电流达到第二给定电流矢量的d轴分量时，向所述电机绕组注入第二给定电流矢量；所述第四给定电流矢量的矢量角为所述预设矢量角，且所述第四给定电流矢量的幅值大于所述第二给定电流矢量的幅值。

本发明还提供一种电机控制器，包括存储器和处理器，所述存储器中存储有可在所述处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时实现如上所述定子电阻辨识方法的步骤。

本发明还提供一种计算机可读存储介质，所述存储介质上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时，实现如上所述定子电阻辨识方法的步骤。

本发明的定子电阻辨识方法、电机控制器及计算机可读存储介质，通过向电机绕组中注入电流矢量，计算定子电阻，直接使用矢量控制的微处理器寄存器配置以及电流控制与发波的程序，降低了整个软件的复杂性；且先注入一个比设定电流矢量大的电流矢量，以让绕组磁链快速建立，缩短了磁链稳定的时间和定子电阻的辨识时间。

附图说明

图1是已有电机定子电阻辨识方法实施例的示意图；

图2是已有电机定子电阻辨识方法中产生低压直流电源实施例的示意图；

图3是已有电机定子电阻辨识方法中产生低压直流电源实施例中a、b两相绕组之间的电压示意图；

图4是本发明定子电阻辨识方法第一实施例的流程示意图；

图5是本发明定子电阻辨识方法中将给定电流矢量注入电机绕组实施例的示意图；

图6是本发明定子电阻辨识方法中的桥臂计算三相桥臂导通示意图；

图7是本发明定子电阻辨识方法中的三相桥臂上下管开关信号示意图；

图8是本发明定子电阻辨识方法中获得第一反馈电流和第一反馈电压实施例的流程示意图；

图9是本发明定子电阻辨识方法中获得第二反馈电流和第二反馈电压实施例的流程示意图；

图10是本发明定子电阻辨识方法中的使绕组磁链快速达到稳态的绕组电流注入方法示意图；

图11是本发明电机控制器实施例的示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

如图4所示，是本发明定子电阻辨识方法第一实施例的流程示意图，该定子电阻辨识方法可应用于电机驱动器设计，并实现定子电阻辨识。本实施例中的定子电阻辨识方法具体包括以下步骤：

步骤s11：向电机绕组中注入第一给定电流矢量iref1，并在电机绕组的磁链达到稳态时，采样电机绕组的输入电流作为第一反馈电流以及采样自动电流调节器的输出电压作为第一反馈电压。

步骤s12：向电机绕组中注入第二给定电流矢量iref2，并在电机绕组的磁链达到稳态时，采样电机绕组的输入电流作为第二反馈电流以及采样自动电流调节器的输出电压作为第二反馈电压，且第二给定电流矢量的幅值与第一给定电流矢量的幅值不同。

步骤s13：根据第一反馈电流、第一反馈电压、第二反馈电流以及第二反馈电压获得定子电阻。

具体地，在该步骤中，任取一个第一给定电流矢量iref1和第二给定电流矢量iref2的矢量角的角度为θ，即第一给定电流矢量iref1和第二给定电流矢量iref2的矢量角均为相同预设矢量角，且在辨识过程中矢量角保持不变。可根据预设矢量角分别获得第一反馈电流的d轴分量id1、第一反馈电压的d轴分量ud1、第二反馈电流的d轴分量id2以及第二反馈电压的d轴分量ud2计算定子电阻rs，即定子电阻可通过以下计算式(8)计算获得：

在上述步骤s11和步骤s12中，在将给定电流矢量注入电机绕组时，可采用矢量控制中的电流矢量控制方法一致的方式，具体如图5所示，在一个开关周期内，通过硬件采样电机中两相绕组的电流，比如a、b两相的电流ia、ib，第三相绕组的电流ic可以通过硬件采样，或软件计算得到ic＝-ia-ib，再通过clark变换和park变换计算电流矢量的d轴分量id、q轴分量iq，计算公式如下：

clark变换：

park变换：

电流反馈id、iq分别与d、q轴设定值iref_d、iref_q比较后，得到d、q轴误差ierr_d、ierr_q，ierr_d、ierr_q分别经过两个自动电流调节器(automaticcurrentregulator，acr)后得到电压矢量的d轴分量ud、q轴分量uq，ud与uq及矢量角θ、母线电压udc送到svpwm或spwm(sinusoidalpulsewidthmodulation，正弦脉宽调制)调制模块，计算三相的占空比da、db、dc，经调制模块上的微处理器输出信号控制驱动模块驱动逆变桥的开关管d1～d6做开关动作，则可在电机绕组上产生所计算占空比da、db、dc的电压脉冲，在电压脉冲的作用下，使得电机绕组中流过期望的电流矢量。

由于在向电机绕组注入电流时采用了svpwm调制或spwm调制的方法，沿用矢量控制时的微处理器的寄存器配置以及发波和电流控制软件，以设置的静止(不旋转)电流矢量为目标，经过自动电流调节器输出静止的电压矢量，对电压矢量与电流矢量进行滤波，使用电压矢量与电流矢量计算定子电阻。本方法一是可以缩短辨识时间，实现快速定子电阻辨识，二是定子电阻辨识时直接使用矢量控制时的微处理器寄存器配置及发波与电流控制软件，降低了整个软件的复杂性。

在上述步骤s11和步骤s12中，可通过以下方式判断电机绕组的磁链是否达到稳态：

设期望的电机电流矢量为iref，其d轴分量为iref_d。在开关周期内采样电机绕组的输入电流作为第三反馈电流，并经过clark变换与park变换和根据所述预设矢量角获得所述第三反馈电流的d轴分量；可通过以下传递函数计算获得绕组磁链的当量电流并按如下模型进行滤波：

其中：tr为转子时间常数，s为复变量。

其中绕组磁链的当量电流与绕组磁链存在一个比例关系。当绕组磁链的当量电流到达期望的电机电流矢量iref的d轴分量iref_d时，电机绕组磁链即到达电流矢量为iref_d所对应的稳态磁链，这时若保持电机电流矢量为iref_d不变，电机绕组磁链将保持稳定不变，绕组磁链的微分将为零，确认所述电机绕组的磁链达到稳态。

上述计算式(8)的具体推导过程如下：

如图6，以电流矢量角(亦即电压矢量角)-π/6≤θ≤π/6为例，此时电机三相绕组电流满足ia>0、ib<0、ic<0，设两个自动电流调节器输出的电压矢量d轴、q轴分量ud与uq，实时采样母线电压为udc，使用ud、uq、udc及矢量角θ，经过svpwm或spwm调制计算，得到三相桥臂的开通时间ta、tb、tc，对应三相占空比为da、db、dc，对应三相桥臂输出电压uao、ubo、uco为：

uao、ubo、uco与ud、uq满足关系：

其中u0为提高母线电压利用率所加入的零序分量。

如图7，实际中为了避免桥臂上下管直通，需要在上管与下管的开通信号中加入死区，这会导致上管实际开通占空比与计算占空比不一致。设死区时间为td，对应的占家比为dd。对于a相，由于电流为正，a相桥臂上管开通占空比为(da-dd)；对于b相与c相，其电流为负，其桥臂上管开通占空比分别为(db+dd)、(dc+dd)。

a相桥臂输出电压：

变换得：

由于udc＞＞(uigbt-udiode)，忽略(uigbt-udiode)项，又因为uao＝udc(da-0.5)，则(15)可变换为

设uerr＝udcdd+[0.5(uigbt+udiode)+(udiode-uigbt)dd](17)

则

式中sign(x)为符号函数：

b相桥臂输出电压：

变换得：

即：

同理可得c相桥臂输出电压：

电机绕组的电压电流方程为：

uoo′为母线中点与电机中点之间的电压。

因稳态时磁链微分为0，则上式变化为：

计算式两边左乘clark变换矩阵和park变换矩阵得：

变换得：

ud-uerr_d＝rsid(31)

注入第一给定电流矢量iref1时，其第一反馈电流d轴分量为id1，第一反馈电压的d轴分量为ud1，则代入(31)为：

ud1-uerr_d＝rsid1(32)

注入第二给定电流矢量iref2时，其第二反馈电流d轴分量为id2，第二反馈电压的d轴分量为ud2，则代入(31)为：

ud2-uerr_d＝rsid2(33)

故定子电阻为：

为了让绕组磁链快速到达稳态，缩短辨识时间，如图8所示，可通过以下方式快速获得第一反馈电流和第一反馈电压：

步骤s21：向电机绕组注入第三给定电流矢量iref3；

此第三给定电流矢量iref3的幅值大于第一给定电流矢量iref1的幅值。

步骤s22：计算绕组磁链的当量电流

步骤s23：判断绕组磁链的当量电流是否达到第一给定电流矢量iref1的d轴分量iref-d1；如是则执行步骤s24，如否则继续执行步骤s21、步骤s22；

步骤s24：向电机绕组注入第一给定电流矢量iref1；

这时绕组磁链保持为第一给定电流矢量iref1时所对应的稳态磁链；

步骤s25：采样电机绕组的输入电流作为第一反馈电流以及采样自动电流调节器的输出电压作为第一反馈电压。

同样地，如图9所示，可通过以下方式快速获得第二反馈电流和第二反馈电压：

步骤s31：向电机绕组注入第四给定电流矢量iref4；

此第四给定电流矢量iref4的幅值大于第二给定电流矢量iref2的幅值。

步骤s32：计算绕组磁链的当量电流

步骤s33：判断绕组磁链的当量电流是否达到第二给定电流矢量iref2的d轴分量iref-d2；如是则执行步骤s34，如否则继续执行步骤s31、步骤s32；

步骤s34：向电机绕组注入第二给定电流矢量iref2；

此第二给定电流矢量iref2的幅值与第一给定电流矢量iref1的幅值不同，这时绕组磁链保持为第二给定电流矢量iref2时所对应的稳态磁链。

步骤s35：采样电机绕组的输入电流作为第二反馈电流以及采样自动电流调节器的输出电压作为第二反馈电压；

如图10中，是本发明定子电阻辨识方法中的使绕组磁链快速达到稳态的绕组电流注入方法示意图，ab段为绕组磁链的当量电流b点为绕组磁链到达稳态点，cd端为注入绕组电流矢量的d轴分量。

本发明还提供一种电机控制器1，如图11所示，包括存储器11和处理器12，存储器11中存储有可在处理器12上运行的计算机程序，处理器12执行计算机程序时实现如上所述定子电阻辨识方法的步骤。

一种计算机可读存储介质，存储介质上存储有计算机程序，计算机程序被处理器执行时，实现如上所述定子电阻辨识方法的步骤。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。