一种适用于单相MMC的变开关频率PWM控制方法与流程

本发明涉及电力电子技术领域，更具体地，涉及一种适用于单相模块化多电平逆变器(modularmultilevelconverter，mmc)的变开关频率脉冲宽度调制(pulsewidthmodulation，pwm)控制方法。

背景技术：

模块化多电平逆变器mmc与传统的多电平逆变器相比，展现出了诸多优异的性能，采用模块化结构，易于扩充，可靠性高，输出波形质量好，适用于高压大功率应用场合。目前，模块化多电平逆变器已在柔性直流输电领域获得了初步应用，同时在大功率电机变频器等高压电力电子应用中具有良好前景。

模块化多电平调制技术主要目标是在交流侧输出电压中形成更多的电平阶梯来更加接近正弦量，目前主要分为基频类调制技术以及高频类调制技术。基频类调制技术主要以：移相方波、选择性谐波消除、最近电平逼近等调制技术为代表；高频类调制技术主要以：移相脉宽调制、载波层叠、空间矢量调制为代表。逆变器开关损耗和电磁干扰(electromagneticinterference，emi)是调制技术的重要二次目标。

但是，现有mmc开关频率固定，使得电流谐波分布在比较窄的频谱，导致系统emi峰值比较高，尤其是低频段的emi峰值较高。除此之外，由于开关损耗与开关动作次数和开关动作时的负载电流相关，现有mmc开关频率固定，且并未考虑负载电流的因素，导致开关损耗较大。可通过开关频率的控制，对模块化多电平逆变器的开关损耗和电磁干扰进行优化。

技术实现要素：

针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于解决现有mmc开关频率固定，使得电流谐波分布在比较窄的频谱，导致系统的emi峰值比较高，且mmc开关频率固定，未考虑负载电流的因素，导致开关损耗较大的技术问题。

为实现上述目的，本发明提供一种适用于单相mmc的变开关频率pwm控制方法，包括：

通过调控单相mmc的载波频率，调控基于载波信号比较生成的pwm脉冲的开关周期时长，控制由所述pwm脉冲驱动的单相mmc的开关频率，使得单相mmc的开关频率随着负载电流的变化而变化，当负载电流为零时，开关频率最大，当负载电流最大时，开关频率最小，所述载波用于控制单相mmc的开关频率，所述单相mmc的开关频率在预设开关频率的最大值和最小值之间连续变化并保持均开关频率不变，均开关频率与单相mmc的固定开关频率相等。

可选地，该pwm控制方法还包括：

通过控制开关频率的最大值和最小值，调节开关频率的抖动范围，开关频率的抖动范围越大，负载电流谐波的频带分布越宽，单相mmc的电磁干扰emi噪声峰值越小。

可选地，所述通过pwm调制方式调控单相mmc的载波频率，具体包括：

当所述载波为锯齿波时，改变锯齿波的斜率或峰值，产生所需的pwm脉冲，以调控所述载波频率，所述pwm脉冲由载波和对应的参考波比较得到。

可选地，当所述载波为锯齿波时，改变锯齿波的峰值，产生所需的pwm脉冲，具体包括：

设fx,j,i表示x相j桥臂第i个子模块pwm脉冲的下降沿比较值，rx,j,i表示x相j桥臂第i个子模块pwm脉冲的上升沿比较值，d表示锯齿波的占空比，shift表示pwm脉冲中点位置的移相角度，其范围从0到1，表示从0度到360度，prd表示锯齿波的峰值，则：

当fx,j,i≤prd时，

当fx,j,i＞prd时，

当rx,j,i≤prd时，

当rx,j,i＞prd时，

通过锯齿波的上升沿比较值和下降沿比较值控制pwm脉冲的上升沿和下降沿，以实现对pwm脉冲信号的位置控制。

可选地，若fx,j,i>rx,j,i，锯齿波为零时，pwm脉冲输出为低电平；若fx,j,i<rx,j,i，锯齿波为零时，pwm脉冲输出为高电平。

总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，具有以下有益效果：

(1)本发明提供的变开关频率pwm控制方法相比于传统的固定开关频率pwm控制方法，使得mmc开关频率在固定开关频率附近按照一定规律变化，考虑到了负载电流的变化，能有效降低模块化多电平逆变器的开关损耗。

(2)本发明提供的变开关频率pwm控制方法能对pwm脉冲的开关频率和位置进行实时控制，具有工程实际意义。

(3)本发明提供的变开关频率pwm控制方法，使得mmc的开关频率实时变化，相应的电流谐波拥有更宽泛的频谱，从而使得该变开关频率pwm控制方法能明显的降低对应的固定开关频率pwm电磁干扰噪声峰值，改善mmc性能。

附图说明

图1是本发明提供的一种单相模块化的多电平逆变器的结构示意图；

图2是本发明提供的变开关频率pwm控制示意框图；

图3是本发明提供的变开关频率pwm脉冲控制实现示意图，图3(a)为一种通过改变锯齿波的斜率调控pwm脉冲信号周期长度的示意图，图3(b)为另一种通过改变锯齿波的斜率调控pwm脉冲信号周期长度的示意图，图3(c)为一种通过改变锯齿波的峰值调控pwm脉冲信号周期长度的示意图，图3(d)为另一种通过改变锯齿波的峰值调控pwm脉冲信号周期长度的示意图；

图4是本发明提供的在母线电压4000v、负载电流145a、桥臂子模块数为4的工况下负载电流以及开关频率示意图；

图5是本发明提供的变开关频率对应的emi与固定开关频率对应的emi对比示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

针对于现有技术的改进需求，本发明提供了一种适用于单相模块化多电平逆变器的变开关频率pwm控制方法，首先以开关损耗优化为目标，设计了开关频率控制函数，本发明可以对开关频率进行三角波实时控制；其次，考虑到模块化多电平逆变器各个子模块脉冲移相的实际需求，本发明提出了同时实现开关频率和脉冲位置可调的pwm控制方法。

为实现上述目的，本发明提出了一种适用于单相模块化多电平逆变器的变开关频率pwm控制方法，该控制方法包括：

(1)开关频率控制函数设定：

(1-1)为方便开关频率的连续实时变化，本发明可以采用三角波形的开关频率控制函数，实际开关频率在固定开关频率pwm附近连续变化，并且平均开关频率保持不变。

(1-2)为优化逆变器开关损耗，开关频率变化为两倍基波频率，负载电流为零时，实时开关频率最大；负载电流为峰值时，实时开关频率最小。

在负载电流最大时，开关频率最小，负载电流为零时，开关频率最大，可以降低了逆变器开关损耗。

(2)pwm开关频率和脉冲位置的控制实现：

(2-1)单个pwm脉冲的产生可以采用锯齿波比较的方式，对pwm脉冲信号的上升沿和下降沿进行单独控制。

(2-2)pwm脉冲位置的实现即对上升沿和下降沿位置进行逻辑控制，开关频率的实现可通过对锯齿波斜率或是锯齿波峰值进行控制。

在一个具体的示例中，本发明实施例以桥臂数为4的单相模块化多电平逆变器为例，如图1所示，单个子模块为半桥拓扑。以典型的载波移相pwm为例，桥臂内部各子模块pwm信号相位相差90度，上桥臂和下桥臂pwm信号相位相差为0度，能实现五电平输出。

考虑到开关频率能够方便控制，并且在一定范围内连续变化、分布均匀，本发明可以采用三角形模式对开关频率进行控制。三角形模式共有3个自由度可以控制：频率、相位、抖动范围。考虑到单相模块化多电平高压大功率应用场合，逆变器开关损耗是比较关心的问题。为降低逆变器开关损耗，本发明以负载电流为参考对象，对开关频率控制函数的频率和相位进行控制，总的原则为：(1)负载电流为零时，实时开关频率最大；(2)负载电流为峰值时，实时开关频率最小。

如图2所示，开关频率控制函数的频率为两倍负载电流频率，相位与负载电流相差90度。抖动范围定义为(1)式，理论上，抖动范围越大，对emi改善效果越佳。在一个实例中，常规的固定开关频率pwm开关频率为2khz，变开关频率pwm控制策略下，平均开关频率为2khz，抖动范围为20％。

其中，b表示开关频率的抖动范围，fmax表示开关频率的最大值，fmin表示开关频率最小值，favg表示平均开关频率。

考虑到模块化多电平逆变器各子模块pwm信号相位差异，为同时实现pwm信号脉冲位置和开关频率的控制，本发明可以通过锯齿波比较的方式，产生所需的pwm信号。开关频率的控制可以通过改变锯齿波斜率(如图3(a)和(b))，如图3(a)和(b)所示，可以看到调节锯齿波斜率之后，对应的pwm脉冲的周期发生了变化，则该pwm脉冲驱动的mmc的开关频率将发生变化。开关频率的控制也可以通过改变锯齿波峰值(如图3(c)和(d))，如图3(c)和(d)所示，可以看到调节锯齿波峰值之后，对应的pwm脉冲的周期发生了变化，则该pwm脉冲驱动的mmc的开关频率将发生变化。其中，图3(a)—图3(d)中上面的子图表示锯齿波(载波)的变化波形，下面的子图表示对应的pwm脉冲变化波形。其中，就目前技术来说，通过改变锯齿波斜率调控pwm脉冲信号可在软件仿真控制器中实现，而通过改变锯齿波峰值调控pwm脉冲信号可在数字控制器中实现。

以下结合数字控制器中实现对pwm脉冲的控制进一步介绍本发明。如图3所示，fx,j,i表示x相j桥臂i个子模块pwm信号的下降沿比较值，rx,j,i表示x相j桥臂i个子模块的pwm信号的上升沿比较值，计算方法如式(2)和式(3)：

上式中，d为占空比，shift为pwm脉冲中点位置的移相角度(范围从0到1，表示从0度到360度)，prd为锯齿波峰值。通过锯齿波的上升沿比较值和下降沿比较值控制pwm脉冲的上升沿和下降沿，以实现对pwm脉冲信号的位置控制。

此外，在一种示例中，若fx,j,i>rx,j,i，锯齿波为零时，pwm信号输出为低电平；若fx,j,i<rx,j,i，锯齿波为零时，pwm信号输出为高电平。

可以理解的是，若pwm脉冲的周期发生了变化，则对应mmc开关的开断周期发生变化，即mmc的开关频率发生变化。

如图4所示，是按照本发明实现变开关频率pwm控制下，逆变器输出负载电流以及开关频率示意图。开关频率在1.6khz至2.4khz之间变化，平均开关频率仍保持为2khz。参照图4所示，可知本发明实现了负载电流为零时，开关频率最大，电流为峰值时，开关频率最小，且平均开关频率保持不变，即本发明实现了单相mmc变开关频率pwm控制。

可以理解的是，在满足负载电流为零时，实时开关频率最大；负载电流为峰值时，实时开关频率最小的前提下，图2或图4中给出了开关频率以三角波形式的控制变化方式进行示意说明。

如图5所示，是按照本发明实现的变开关频率pwm(vsfpwm)和固定开关频率pwm(csfpwm)传导电磁干扰(emi)的比较。由于变开关频率pwm电流谐波具有更宽泛的频率分布，而固定开关频率pwm电流谐波只能分布在固定开关频率附近，则变开关频率pwm能有效地削低emi噪声峰值。

表1

如表1所示，统计了一个电流基波周期内，逆变器开通关断次数，以及开通关断时的瞬时电流绝对值的累加值(esw)。与固定开关频率pwm相比，变开关频率pwm开通关断次数一样，但开关损耗降低5.02％，开关损耗计算用电流绝对值的累加值进行估算。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。