一种三相交流电机电流谐波抑制方法与流程

本发明涉及一种三相交流电机控制方法。

背景技术：

随着现代工业对电机控制性能的要求越来越高，磁场定向控制被广泛应用于交流电机高性能控制场合。磁场定向控制通过转子磁场的方向来实现的，使得在同步旋转坐标系下能够将定子电流分解为励磁分量和转矩分量，再经过比例积分调节器获取目标电压参考值，最后利用空间矢量脉宽调制(svpwm)技术来获得功率驱动模块的控制信号，从而实现交流电机的高性能控制。由于交流电机气隙磁场的畸变与逆变器非线性等因素的存在，导致电机三相电流中含有丰富的谐波分量，因此传统的d-q轴调节器既要控制直流分量又要控制交流分量，从而使得电流谐波含量较高。电机绕组与滤波器的感抗对高频电流谐波有较为明显的抑制效果，但是对低频谐波抑制效果有限，低次谐波的存在导致电机的效率降低以及控制器装置可靠性的降低。

为了解决电流中低次谐波对电机控制性能的影响，有学者提出了一些解决方案，如申请号为200410053929.7的专利《一种低谐波永磁同步电机的转子》，该专利主要以优化电机气隙磁场分布的正弦度来改善畸变磁场引起的电流谐波分量，但是其无法改善由于逆变器非线性特性引起的电流谐波分量。申请号为201010268341.9的专利《基于电压等效的脉宽调制输出的电压补偿方法》，主要通过补偿逆变器的非线性特性来改善电流的谐波含量，但是其无法补偿由于电机气隙磁场畸变引起的谐波电流。申请号为201110145038.4的专利《一种注入谐波电压抑制永磁同步电机谐波电流的控制方法》，所提出的方法主要用来改善电流中5次和7次电流谐波分量，由于该方法计算量大结构复杂，并不适合用于对电流中各次谐波分量进行抑制。综上所述可知，为实现电机的高性能控制，需要开发出一种简单实用的电流低次谐波抑制方法。

技术实现要素：

本发明的目的是克服传统的矢量控制电流控制方案中，d-q轴电流调节器主要用于实现对电流的直流分量的控制，无法实现对电流的交流分量有效控制的缺点，提出一种三相交流永磁电机电流谐波抑制方法。

本发明在传统的d-q轴电流闭环控制器的输出电压控制信号ud、uq中，分别注入补偿谐波电压控制信号δud、δuq，其通过施加目标为零的闭环控制实现对各次谐波电流总和的抑制，而不必对各次谐波电流分量进行分别抑制。本发明在不影响对d-q轴电流的直流分量控制效果的前提下，实现了在旋转坐标系下对d-q轴电流的直流分量和交流分量的解耦控制。

本发明适用于对所有的交流电机包括异步电机、永磁电机和无刷直流电机，以下以永磁电机为例说明本发明的技术方案。

应用本发明的永磁电机调速控制系统包括直流母线电压源、电流采样电路、三相逆变器、dsp控制器和功率驱动模块。本发明通过电流和电压霍尔传感器分别采集直流侧母线电压及永磁电机的相电流，将电压采样信号和电流采样信号经过硬件调理电路后输入dsp控制器中转换为数字信号，数字信号再输入功率驱动模块，实现对永磁电机的控制。

本发明三相交流电机电流谐波抑制方法的步骤包括：

步骤1：将电流传感器采样得到的电机三相电流采样值经过clark、park坐标变换，得到d-q轴坐标系下的电流采样值id与iq；

步骤2：由转速外环pi调节器得到矢量控制中的参考电流幅值通过电流分配率(mtpa)分别得到d-q轴坐标系下的电流参考值与所述的电流参考值分别与电流采样值id与iq作差，经过d、q轴电流闭环控制器得到输出电压控制信号ud、uq；

步骤3：将步骤1得到的d-q轴坐标系下的电流采样值输入谐波电流观测器的低通滤波器中，通过d轴低通滤波器和q轴低通滤波器提取d、q轴电流直流分量将d-q轴坐标系下的电流采样值与提取的d、q轴电流的直流分量做差，获得总谐波电流分量如下式所示：

式中，id、iq为三相电流采样值转换到d-q轴坐标系下得到的电流，为d-q轴坐标系下电流的直流分量值，tf为一阶低通滤波器的时间常数，s为微分算子在复频域中符号；

步骤4：对步骤3得到的总谐波电流施加目标为零的闭环控制，获得谐波电压控制信号δud、δuq：

式中，kphd、kihd、kphq、kihq分别为谐波电流控制器中d-q轴调节器中的比例与积分系数，s为微分算子在复频域中符号；

步骤5：将步骤4获取的谐波电压控制信号δud与δuq叠加到步骤2得到的d、q轴电流闭环控制器的输出电压控制信号ud、uq中，所生成的新的电压控制信号经过pwm调制策略的运算，由dsp控制器产生永磁电机调速控制系统功率模块的驱动控制信号，并送入功率模块执行，最终实现对三相交流电机电流谐波的抑制。

交流电机气隙磁场存在畸变与逆变器非线性等因素，导致三相交流电机电流中含有大量的谐波分量，传统的d-q轴调节器同时控制直流分量与交流分量将会导致电流谐波含量较高。本发明通过对总谐波电流施加目标为零的闭环控制，计算得到谐波电压控制信号，将上述谐波电压控制信号注入到直流电压控制信号中，叠加后的电压信号作为空间矢量脉宽调制参考电压值，经过pwm调制策略运算生成永磁电机调速控制系统功率驱动模块的控制信号，最终实现了对各次谐波电流分量的有效抑制。本发明在d-q轴坐标系下，实现了在旋转坐标系下对d-q轴电流的直流分量和交流分量的解耦控制。本发明算法结构简单、运算量较小、通用性强，具有较好的各次谐波抑制效果。

附图说明

图1是永磁电机调速控制系统结构示意图；

图2是永磁电机控制系统电流谐波抑制控制框图；

图3是永磁电机控制系统谐波分量提取与补偿控制框图；

图4是永磁电机处在800rpm带120nm负载工况下，补偿前b,c相电流实验波形；

图5是永磁电机处在800rpm带120nm负载工况下，补偿前b相电流频谱；

图6是永磁电机处在800rpm带120nm负载工况下，针对2次谐波补偿后电流实验波形；

图7是永磁电机处在800rpm带120nm负载工况下，针对2次谐波补偿后电流频谱；

图8是永磁电机处在800rpm带120nm负载工况下，使用本发明补偿策略后电流实验波形；

图9是永磁电机处在800rpm带120nm负载工况下，使用本发明补偿策略后电流频谱；

图10是永磁电机处在800rpm带120nm负载工况下，补偿前id电流实验波形及频谱；

图11是永磁电机处在800rpm带120nm负载工况下，采用本发明策略补偿后id电流实验波形及频谱；

图12是永磁电机处在800rpm带120nm负载工况下，补偿前iq电流实验波形及频谱；

图13是永磁电机处在800rpm带120nm负载工况下，采用本发明策略补偿后iq电流实验波形及频谱。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施方式进一步说明本发明。

以下实施例中，交流电机以永磁电机为例，逆变器以两电平电压型逆变器为例。

图1为永磁电机调速控制系统电路结构示意图，所述的控制系统包括直流母线电压源、电流采样电路、三相逆变器、dsp控制器和功率驱动模块。本发明通过电流和电压霍尔传感器分别采集直流侧母线电压及永磁电机的相电流，再将电压采样信号和电流采样信号经过硬件调理电路后输入到dsp控制器中转换为数字信号。控制器产生永磁电机调速控制系统功率模块的驱动控制信号，并送入功率模块执行。

图2为交流永磁电机调速系统中电流谐波抑制方法控制框图，其中包括电流直流分量pi调节器与全阶次谐波电流补偿单元。谐波电流观测器2与谐波电流控制器3构成了全阶次谐波电流补偿单元1，如图3所示。整个永磁调速系统控制算法在图1所示的dsp控制器实现。

如图2所示，本发明步骤如下：

(1)第一步，通过电流传感器采样得到电机三相电流采样值，然后经过clark与park变换得到d-q轴坐标系下的电流采样值id与iq；

(2)第二步，在永磁电机矢量控制调速系统中由转速外环pi调节器得到参考电流幅值然后通过电流分配率(mtpa)分别得到d-q轴坐标系下的电流参考值与

(3)第三步，将第二步得到的d-q轴坐标系下的电流参考值与第一步得到的d-q轴坐标系下的电流采样值id、iq做差，差值经过电流直流分量pi调节器得到输出电压控制信号ud、uq；

(4)第四步，基于谐波电流观测器实现对总谐波电流的提取。如图3所示，全阶次谐波电流补偿单元1由谐波电流观测器2和谐波电流控制器3两部分组成，其中谐波电流观测器2主要由低通滤波器组成。

具体步骤为：将第一步得到的d-q轴坐标系下的电流采样值id、iq输入低通滤波器，提取出id、iq的直流分量再将d-q轴坐标系下的电流采样值id、iq与其直流分量相减，提取出总谐波电流，即各次谐波电流总和

式中，tf为一阶低通滤波器的时间常数，s为微分算子在复频域中的符号。

(5)第五步，为保证第四步中使用的一阶低通滤波器能够尽可能滤除d-q轴电流中的交流分量，同时又使谐波分量提取过程保持较快的响应速度，因此本发明中一阶低通滤波的时间常数tf设计如下：

式中，fi是相电流的基波频率，ωc是截止频率。

(6)第六步，基于全阶次谐波电流补偿单元1的谐波电流控制器3实现对谐波电流的控制。具体方法为：第四步中提取的总谐波电流与谐波电流指令值零做差，获得的差值经过pi调节器可得到谐波电压控制信号δud与δuq为：

式中，kphd、kihd、kphq、kihq分别为谐波电流控制器3中d-q轴调节器中的比例与积分系数，s为微分算子在复频域中符号。

(7)第七步，将第六步中获取的谐波电压信号δud与δuq叠加到第三步中获取的电压控制信号中，获得目标参考电压信号与

(8)第八步，根据第七步得到的目标参考电压矢量与再通过park逆变换与空间矢量脉宽调制(svpwm)来获得功率驱动模块的控制信号。

本发明通过图4、图5、图6、图7、图8、图9所示的实验波形对比来验证本发明的有效性。图4与图5所示是未进行谐波电流控制的相电流实验波形和频谱图，图6与图7所示为申请号201110145038.4的专利《一种注入谐波电压抑制永磁同步电机谐波电流的控制方法》提出的特定次谐波频率控制策略的相电流实验波形和频谱图，图8与图9所示为使用本发明谐波电流控制策略后的相电流实验波形和频谱图。由于申请号为201110145038.4的专利中提出的特定次谐波频率控制策略需要针对不同频次的谐波分别进行控制，但进行多频次谐波抑制的计算量很大，从图5谐波频谱分析结果来看，低次谐波含量很高，尤其是以电机绕组非正弦分布所引起的二次谐波最为突出，故基于申请号为201110145038.4的专利中提出的特定次谐波频率控制策略仅选择幅值最高的2次谐波频率控制策略来进行对比。本发明的所有波形都是在永磁电机稳定运行在800rpm带120nm负载的工况下进行。

如图5与图9所示，采用本发明提出的电流谐波抑制策略后，低次谐波得到了更好的抑制，相电流的波形已接近标准的正弦，在800rpm带120nm负载的工况下2^th、3^th、4^th、5^th次谐波幅值分别从原来的28.5a、4a、3.5a、4a降低为12a、1a、1.5a、3a，电流总谐波畸变率由23.32％降为12.27％。图7是采用专利《一种注入谐波电压抑制永磁同步电机谐波电流的控制方法》中提出的基于2次谐波频率控制策略的电机b相电流频谱，其电流总谐波畸变率仅降到了18.59％。图10、图11、图12、图13分别给出了采用本发明的谐波抑制策略进行补偿前后的d-q轴坐标系下电流实际采样值id和iq实验波形，可以看出补偿后，d-q轴坐标系下电流实际采样值id和iq中的交流成分得到了有效的抑制，各频次低次谐波的幅值均有明显的降低。通过上述实验波形的对比可得：本发明的谐波抑制策略能够更加有效的降低电流中各次谐波分量的幅值，相比专利《一种注入谐波电压抑制永磁同步电机谐波电流的控制方法》提出的方法，本发明的谐波抑制策略能够明显地提高相电流波形的正弦度。