一种基于开关电容的升压DC-DC变换器的制作方法

本实用新型涉及PWM升压领域，具体涉及一种基于开关电容的升压DC-DC变换器。

背景技术：

DC-DC升压变换器是一种电路中常用的结构。电感型DC-DC转换器电路，闭合开关会引起通过电感的电流增加。打开开关会促使电流通过二极管流向输出电容。因储存来自电感的电流，多个开关周期以后输出电容的电压升高，结果输出电压高于输入电压。

最简单的电感型升压电路中，开关的电压有峰值电压，应力较大，开关时会造成较大的能量损失。另外单纯靠电感进行增压，工作时间占周期时间比例较大才能实现高增益。

技术实现要素：

为了解决背景技术中的问题，优化DC-DC转换器电路，本实用新型提出一种基于开关电容的升压DC-DC变换器，具体由以下技术方案来实现：

一种基于开关电容的升压DC-DC变换器，包括一个直流电源端口，一个由电控开关S，一个变压器的初级线圈与次级线圈，二极管D、D0、D1、D2、D3、D4，电容C、C0、C1、C2、C3、C4；

其中电源端口正极通过开关S连接D1的负极、初级线圈的A端、D的正极、C2的负极连接；

C2的正极与D2的负极、C3的负极、D3的正极连接，D的负极与D2的正极、C的正极相连接；

电源端口负极与初级线圈的B端、C的负极、C1的正极连接；

D1的正极与C1的负极、C0的负极、地线相连接构成变换器输出端负极；

次级线圈A端的同名端与D3的负极相连接，连接到C4的负极；

C4的正极连接到D4的负极、D0的正极；

次级线圈B端的同名端连接到D4的正极、C3的正极；

C0的正极连接到D0的负极，构成变换器的输出端正极；

其中S的控制端连接PWM控制芯片。

进一步优化在于，开关S为一个N沟道加强型场效应管。

进一步优化在于，C3与C4的容量相等。

本实用新型的基本原理是，利用D1与D2担当钳位二极管钳制开关S的电压，利用C1与C2担当钳位电容，消除开关过程中产生的电压突变。在所提出的变换器中，电容器并联充电，串联放电以提高输出电压增益。通常耦合电感的漏电感能增加开关的电压应力，在本实用新型中，使用无源钳位电路来改善开关的应力过大问题。

本实用新型所提出的电路结构有如下特点：1.可回收耦合电感的漏电感的能量，此功能减少了损失，并防止主开关上的电压峰值；2.使用耦合电感器和电容器充电技术提供高电压增益；3.主开关的电压应力很低，因此可以使用低电压额定值，从而同条件下可选择低导通电阻(RDS-ON)的开关；4.主开关与电源串联。因此，它可以控制从能量电源到负荷的流动。

附图说明

图1为本实用新型实施例的电路结构图；

图2-6为本实用新型实施例中阶段1～5的电流走向图；

图7为本实用新型实施例中关键数据数值变化示意图；

具体实施方式

为了使本实用新型实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，下面结合具体图示，进一步阐述本实用新型。

一种基于开关电容的升压DC-DC变换器，包括一个直流电源端口，接入电压为Vi的直流电源，一个N沟道加强型场效应管构成的开关S，一个变压器的初级线圈与次级线圈，二极管D、D0、D1、D2、D3、D4，电容C、C0、C1、C2、C3、C4；

所述初级线圈具有A、B两端，所述次级线圈具有对应初级线圈A、B两端的同名端；次级线圈和初级线圈匝数比为n:1；

其中电源端口正极串联开关S的源极、漏极，连接D1的负极、初级线圈的A端、D的正极、C2的负极连接；

C2的正极与D2的负极、C3的负极、D3的正极连接，D的负极与D2的正极、C的正极相连接；

电源端口负极与初级线圈的B端、C的负极、C1的正极连接；

D1的正极与C1的负极、C0的负极、地线相连接构成变换器输出端负极；

次级线圈A端的同名端与D3的负极相连接，连接到C4的负极；

C4的正极连接到D4的负极、D0的正极；

次级线圈B端的同名端连接到D4的正极、C3的正极；

C0的正极连接到D0的负极，构成变换器的输出端正极；

负载电阻RL连接在所述输出端的正负极之间，其电压为V0；

开关S的栅极连接PWM控制芯片。

以上为本实施例结构，下面介绍其工作流程。

为了简化对所提出变换器的分析，考虑以下假设：

所有的组件都是理想的。开关的导通电阻(RDS-ON)，二极管的正向压降，以及耦合电感和电容器的ESR被忽略。电容器C，C1，……C4和C0都足够大。因此，在一个开关期间，它们之间的电压被认为是恒定的。

初级线圈建模为磁化电感器Lm，主漏电感LK1，二次漏电电感LK2，和理想变压器。

如附图1，其中VGS、VDS为开关S上的GS、DS管脚电压，iLm为初级线圈电流，iLK1、iLK2为初级、次级漏感电流，iD3、iD4、iD0分别为D3、D4、D0二极管的电流。

本实施例为CCM模式，CCM(Continuous Conduction Mode)，连续导通模式：在一个开关周期内，电感电流从不会到0。或者说电感从不“复位”，意味着在开关周期内电感磁通从不回到0，功率管闭合时，线圈中还有电流流过。本模式一个工作周期时长TS，PWM开关占空比为D。

如附图3，阶段1，(0小于t小于t1)开关S和二极管D、D3和D4是导通的。直流侧的能量横跨LK1，Lm和S。电容器C通过二极管D充电。因为磁化电感器Lm的能量被放电到二次绕组，能量的减少是通过充电电容器C3和C4，所以磁化电流iLm下降。因此，电流iD3和iD4减少。根据iLm/n，电流iLK2也减少。输出负载是通过存储在C0中的能量提供的。在t＝t1时，当电流iLK1等于iLm，第一个模式结束。对于此模式，有以下公式：

VC＝Vi (4)

其中，n，Vlm，ilm^I，ilk1^I和ilk2^I是耦合电感T1、磁化电感电压、磁化电感电流和第一和二次漏电电感电流在模式I中的匝比。

如附图4，阶段2，(t1小于等于t小于t2)在此运行阶段下，开关S和二极管D，D0导通。输入电压源Vi串联电容器C1、C2……C4和二次绕组N2。因此，它们提供输出电容C0的充电和负载RL所需电流。

同时，电容器C、磁化电感器Lm和主漏电感LK1也从电源Vi获得能量。因此，电流iLm、iLK1和iD0增加。开关S在该运行阶段(t＝t2)结束时关闭。在这种运行阶段下，可以可以得到如下关系式：

其中，vN2，V0，Vc1，Vc2，Vc3和Vc4是电流二极管D5，二次绕组电压，输出电压，电容器C1，C2……C4的电压。

如附图5，阶段3，(t2小于等于t小于t3)在此期间，当开关S关闭时，二次漏电电感Lk2继续给电容器C0充电。同时，储存在主漏电感LK1和电容器C的能量通过二极管D2被释放到电容器C2。另外，通过二极管D1，存储在主漏电感中的能量被释放到电容器C1中。同时，LK2保持以前的阶段电流和串联电容器C2，C3，和C4提供输出电容器C0和负载RL。

电流iLK1和iLK2通过放电到电容器C1/C2和C分别迅速地减少了。然而，电流iLm是增加的，因为Lm获得来自LK2的能量，当iLK2变为零时，此阶段结束。在此阶段下，下列公式有效：

根据式(9)和(10)，可得到以下公式：

VC2＝VC1+VC (13)

如附图6，阶段4，t3小于等于t小于等于t4，在此期间，二极管D1，D2，D3和D4导通。LM中储存的能量被释放到电容器C1，C3和C中。电容器C中存储的能量和LM中存储的能量为电容器C2充电。因为LK2通过二极管D1和D2释放其能量到电容器C1和C2，所以电流iLK1，iD1和iD2降低。储存在电容器C0的能量释放到负载RL中。当电流iLK1变为零时，此阶段结束。为此阶段获得以下等式：

通过使用(14)和(15)，可以提取以下公式：

VC3＝VC4 (16)

从(16)可以看出，电容器C3和C4具有相同的电压幅值。因此，它们的容量应该是相等的。

如附图7，阶段5，t4小于等于t小于等于t5，在这期间，Lm的能量被释放到电容器C3和C4中。因为LM通过二次绕组和二极管D3和D4释放其能量到电容器C3和C4中，所以电流iLm减少。储存在电容器C0的能量释放到负载RL中。当开关S1导通时，此阶段结束。与阶段5关联的等式如下所示：

阶段5结束后，重复阶段1的过程。本文根据CCM中的上述信息和方程，在一个开关周期中，提出了该变换器的主要波形，如图7所示。

以上显示和描述了本实用新型的基本原理、主要特征和优点。本行业的技术人员应该了解，本实用新型不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本实用新型的原理，在不脱离本实用新型精神和范围的前提下，本实用新型还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本实用新型范围内。本实用新型要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。