一种基于Sepic的单管可升降压的正负输出的DC-DC电源结构的制作方法

本实用新型涉及电源供电技术领域，具体为一种基于Sepic的单管可升降压的正负输出的DC-DC电源结构。

背景技术：

在绝大部分的电子电路当中一般都是使用单电源供电，而且为了能更好的发挥放大电路的精准度，在输出电流不是很大的情况下，一般都需要用到不同电压的正负电源供电系统。目前的解决方案一般都是采用Boost、Buck-Boost，Cuk、Sepic等电路变换结构，其中Boost是正升压变换结构，Sepic是正升降压结构，Cuk、Buck-Boost是负升压结构，而且这些变换结构至少要用到一个或者以上的开关管(或开关控制芯片)、电感L、二极管D、电容C。这样大大增加了体积和成本，尤其是在负电压输出不需要很大电流的情况下。

技术实现要素：

为了解决现有技术所存在的问题，本实用新型提出一种基于Sepic的单管可升降压的正负输出的DC-DC电源结构，不需要额外增加开关管或者开关控制芯片，电路结构简单，成本低，具有比较强的电流输出能力，而且电流脉动还比较小，正负电压几乎对称。

本实用新型采用如下技术方案来实现：一种基于Sepic的单管可升降压的正负输出的DC-DC电源结构，包括Sepic变换结构，所述Sepic变换结构包括输入直流电源、电感L1、电容C4、电感L3、二极管D1、开关管、蓄能滤波电容C2及输出负载RL1，输入直流电源正极经电感L1与开关管的集电极连接，输入直流电源负极与开关管的发射极连接，电容C4和二极管D1串联在开关管的集电极与Sepic变换结构的正输出端之间，电感L3连接在电容C4和二极管D1的串联节点与输入直流电源负极之间，蓄能滤波电容C2并联在输出负载RL1两端；

在电容C4和二极管D1之间的串联节点插入相串联的二极管D5和二极管D4，二极管D5阳极与二极管D1阳极连接，二极管D4阴极连接到电感L1和电容C4之间的串联节点；并在二极管D5和二极管D4之间的串联节点接入相串联的滤波电容C1和整流二极管D2，整流二极管D2阴极接输入直流电源负极；还在滤波电容C1和整流二极管D2之间的串联节点接入相串联的二极管D3、电感L2以及蓄能滤波电容C3，二极管D3阴极与滤波电容C1连接，并从蓄能滤波电容C3的两端引出负电压的两个输出端，其中滤波电容C1、电感L2和蓄能滤波电容C3组成LC滤波电路。

优选地，在所述LC滤波电路中串联阻尼电阻R1。阻尼电阻R1取值范围的计算公式如下：

优选地，所述电感L2的取值均比电感L1、电感L3的取值小。电感L2的取值范围如下：

其中Vn为负电压输出端上负载的电压降，VC3(MAX)-VC3＝Vn。

与现有技术相比，本实用新型所提出的基于Sepic的单管可升降压的正负输出的DC-DC电源结构，既能升压也能降压，仅仅在Sepic单管变换结构的基础上增加一个小电感L2、一个电阻R1、四个二极管D2、D3、D4、D5和两个电容C1、C3，就完成了负电源的升压过程。不仅有比较强的电流输出能力，而且电流脉动比较小，正负电压相差不大，几乎对称。最重要的是还节省了一个开关管(或开关控制芯片)，且增加的电感L数值相对来说比较小，所以不仅仅节约了成本，还节省了不少的宝贵空间。

附图说明

图1是本实用新型的变换电路结构图；

图2是开关管导通(Ton)和关闭(Toff)的时间关系图；

图3是本实用新型在开关管导通期间的负升压等效电路图；

图4是本实用新型在开关管关闭期间的负升压等效电路图。

具体实施方式

本实用新型的变换电路结构如图1所示，包括典型的Sepic变换结构，所述典型的Sepic变换结构包括输入直流电源Vin、电感L1、电容C4、电感L3、二极管D1、开关管Q1、蓄能滤波电容C2以及输出负载RL1。输入直流电源Vin的正极经电感L1与开关管Q1的集电极连接，输入直流电源Vin的负极与开关管Q1的发射极连接，开关管Q1的基极输入方波信号，电容C4和二极管D1串联在开关管Q1的集电极与Sepic变换结构的正输出端之间，电感L3连接在电容C4和二极管D1的串联节点与输入直流电源Vin的负极之间，蓄能滤波电容C2并联在输出负载RL1两端。

本实用新型在SEPIC变换结构的电容C4和二极管D1之间的串联节点插入相串联的二极管D5和二极管D4，二极管D5和二极管D4首尾相连，二极管D5的阳极与二极管D1的阳极连接，二极管D4阴极连接到电感L1和电容C4之间的串联节点；并在二极管D5和二极管D4之间的串联节点接入相串联的滤波电容C1和整流二极管D2，整流二极管D2的阴极接输入直流电源的负极；还在滤波电容C1和整流二极管D2之间的串联节点再接入相串联的二极管D3、阻尼电阻R1、电感L2以及蓄能滤波电容(也叫输出滤波电容)C3，二极管D3的阴极与滤波电容C1连接，并从蓄能滤波电容C3的两端引出负电压的两个输出端，就形成了负升压输出结构。其中，滤波电容C1、电感L2和蓄能滤波电容C3组成LC滤波电路。

图2是开关管导通(Ton)和关闭(Toff)的时间关系。本实用新型的工作过程，详细叙述如下：

开关管导通(Ton)期间(图2的t0-t1阶段)，电容C4、电感L1、二极管D4阴极之间的节点电位等于输入直流电源的负极电位，输入直流电源Vin的电压全部加在电感L1上，输入电源电流流过L1，电流慢慢增加；由于电容C4的电压等于输入直流电压Vin，电容C4的电压Vin也全部加在电感L3上，电容C4通过电感L3放电，L3电流慢慢增加。

在开关管导通期间，二极管D1阳极连接电容C4的负极，C4的负极电位相对于输入直流电源的负极为-Vin，二极管D1反向偏置。二极管D5阻止电容C1向电容C4的负极、输入直流电源负极、输出滤波电容C3、负载RL2、电感L2、阻尼电阻R1及二极管D3形成电流回路。电容C1正常工作的时候，其两端的电压是(+Vo)-VD5，其中VD5是二极管D5的压降，电容C1两端的电压VC1比正输出滤波电容VC2少一个二极管的压降0.6V，VC1＝VC2-VD5＝VC2-0.6。

在开关管导通期间，当负电压输出|-Vo|＝Vc3＝Vc1-VD3-VD4时，电容C1不会通过二极管D4、输入直流电源负极、输出滤波电容C3、负载RL2、电感L2、阻尼电阻R1及二极管D3形成电流回路，此时VC3≈VC2-VD3-VD4-VD5，其中VD3、VD4、VD5均是二极管的正向压降，对于肖基特二极管正向压降电压约为0.6V，负电压输出|-Vo|＝Vc3＝Vc2-1.8达到最大值，负电压输出处于空载状态。当负电压输出|-Vo|＝Vc3，Vc3＜Vc2-1.8时，电容C1通过二极管D4、输入直流电源负极、输出滤波电容C3、负载RL2、电感L2、阻尼电阻R1及二极管D3形成电流回路，如图3所示。

开关管关闭(Toff)期间(t1-t2阶段)，电感L1电流从输入直流电源正极沿着电容C4、二极管D1、输出滤波电容C2、输出负载RL1回到输入直流电源的负极；电感L1电流还从输入电源正极沿着电容C4、二极管D5、滤波电容C1、二极管D2回到输入直流电源的负极；电感L3电流从二极管D1、输出滤波电容C2、输出负载RL1回到输入直流电源的负极；电感L3电流还从二极管D5、滤波电容C1、二极管D2回到输入直流电源的负极。

如果在t0-t1阶段(开关管导通时)，电容C1通过二极管D4、输入直流电源负极、输出滤波电容C3、负载RL2、电感L2、阻尼电阻R1、二极管D3形成电流回路，那么在t1-t2阶段(开关管关闭时)，电感L2的电流通过阻尼电阻R1、二极管D3、二极管D2、输入直流电源负极、输出电压滤波电容C3以及输出负载RL2进行续流，电流回路如图4所示。如果在t0-t1阶段(开关管导通时)，电容C1没有通过二极管D4、输入直流电源负极、输出滤波电容C3、负载RL2、电感L2、阻尼电阻R1、二极管D3形成电流回路，电感L2电流为0；那么在t1-t2阶段(开关管关闭时)，电感L2的电流为0，没有续流动作。

二极管D3的作用：如果在t0-t1阶段(开关管导通时)，电感L1电流从输入直流电源正极沿着电容C4、二极管D5、滤波电容C1、二极管D2回到输入直流电源的负极，二极管D2的阳极电位比输入直流电源的负极高0.6V左右，如果电感L2没有电流通过阻尼电阻R1、二极管D3、二极管D2、输出滤波电容C3及负载RL2所形成的回路，二极管D3的阴极电位是0.6V，二极管D3阳极电位是-Vo，二极管D3反偏，阻止二极管D2的阳极高电位向低电位-Vo流过电流。可见，二极管D3在电路中起到整流作用。

电阻R1的作用：负电压输出结构是接入闭环控制，为了防止电容C1、电感L2、电容C3所组成的滤波电路结构产生振荡，本实施例接入阻尼电阻R1。阻尼电阻R1取值范围的计算公式如下：

电感L2的电感量和体积估算：开关管导通期间二极管D4的阴极短接到地，在输出电压|-Vo|＝Vc3，Vc3＜Vc2-1.8时，电容C1通过二极管D4、输入直流电源负极、输出滤波电容C3、负载RL2、电感L2、阻尼电阻R1及二极管D3所形成的电流回路。假设负输出接上负载后，电压下降为Vn，即：(|-Vo|＝Vc3＝Vc2-1.8)；电感L2的取值范围如下：

其中Vn为负电压输出端上负载的电压降，VC3(MAX)-VC3＝Vn。由于电感L2的取值均比电感L1、L3小得多；所以在同等电流情况下，电感L2的体积会比较小，节省了空间。

上述实施例为本实用新型较佳的实施方式，但本实用新型的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本实用新型的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本实用新型的保护范围之内。