用于谐振电源转换器的功率极限电路的制作方法

本实用新型要求于2017年8月7日提交的美国非临时申请No.15/670,236的优先权，该申请以引用方式并入本文以用于所有目的。

技术领域

本公开整体涉及电源电路，并且更具体地讲，涉及检测电源转换器(例如，直流(DC)到DC谐振转换器)的输出功率何时超过功率极限。

背景技术：

本公开整体涉及电子器件，并且更具体地涉及用于向电子设备提供功率的电路和方法。此类电路可包括DC到DC转换器，诸如DC到DC电感器-电感器-电容器(LLC)谐振转换器。

DC到DC LLC谐振转换器电路可具有功率极限以保护电路免受过度功率需求损坏，或者允许电路响应于功率需求变高而改变操作模式。然而，在现有电路中，可能基于并不总是反映输出的功率的实际量的测量来施加功率极限。

例如，DC到DC LLC谐振转换器可仅基于初级侧电流的值的积分来检测过功率情况(即，可确定输出功率已超过功率极限)。然而，由于功率输出可能取决于初级侧电流和开关频率，所以当DC到DC LLC谐振转换器的开关频率改变时，积分的初级侧电流值可能不会准确地反映输出功率。因此，仅基于积分的初级侧电流值的功率保护可在功率极限尚未被超过时不时地被激活，或者在功率极限已被超过时无法被激活。

因此，根据实际输出功率的可靠估计，期望在DC到DC LLC谐振转换器中提供功率极限保护。

技术实现要素：

本公开涉及控制电源转换器，并且具体地讲，涉及使用电源转换器的输出功率的估计来检测功率极限条件。

在一个实施方案中，电路包括电感器-电感器-电容器(LLC)储能电路和激励电路。LLC储能电路包括第一电感器、第二电感器、电容器、以及变压器的初级线圈。第一电感器与第二电感器串联耦接，第二电感器与电容器串联耦接，并且变压器的初级线圈与第二电感器并联耦接。激励电路包括振荡器，该振荡器用以接收反馈信号并且根据反馈信号生成具有开关周期的时钟信号；第一开关，该第一开关用以在时钟信号的第一阶段期间从输入电压向LLC储能电路供电；第二开关，该第二开关用以在时钟信号的第二阶段期间配置环形电路中的LLC储能电路的部件；以及极限信号发生电路，该极限信号发生电路用以根据积分电流感测信号的值和开关周期的持续时间来检测功率极限条件。积分电流感测信号对应于提供给LLC储能电路的电流随时间推移的积分。

在一个实施方案中，积分电流感测信号对应于电容器两端的电压。

在一个实施方案中，电路还包括电流感测电路，该电流感测电路用以生成对应于由激励电路提供给LLC储能电路的电流的值的电流感测信号；以及积分器电路，该积分器电路用以通过随时间推移对电流感测信号进行积分来生成积分电流感测信号。

在一个实施方案中，极限信号发生电路包括斜坡信号发生电路，该斜坡信号发生电路用以根据开关周期来生成恒定的dv/dt阈值信号；以及比较器电路，该比较器电路用以根据恒定dv/dt阈值信号与积分电流感测信号的比较来检测功率极限条件。

在一个实施方案中，斜坡信号发生电路在时钟信号的第一阶段期间以预定的恒定速率增加信号。

在一个实施方案中，斜坡信号发生电路在时钟信号的第二阶段期间将阈值信号设置为预定常数。在一个实施方案中，预定常数是零伏特。

在一个实施方案中，极限信号发生电路包括计数器电路，该计数器电路用以根据开关周期生成计数；分压器电路，该分压器电路用以通过将积分电流感测信号除以计数来产生功率估计信号；以及比较器电路，该比较器电路用以根据功率估计信号与具有预定值的功率极限阈值的比较来检测功率极限条件。计数对应于自时钟信号的第一阶段开始以来的时间。

在一个实施方案中，极限信号发生电路包括多项式计算电路，该多项式计算电路用以通过使用积分电流感测信号的值评估多项式来生成功率估计信号；以及比较器电路，该比较器电路用以根据功率估计信号与具有预定值的功率极限阈值的比较来检测功率极限条件。在一个实施方案中，由多项式计算电路评估的多项式是线性多项式。

附图说明

在附图中，所有独立视图以及以下详细描述中类似的附图标号表示相同或功能相似的组件，并且这些附图标号结合到说明书中并形成说明书的一部分，用于进一步说明包括受权利要求书保护的发明的概念的实施方案并且解释这些实施方案的各种原理和优点。

图1示出根据实施方案的变频DC到DC电感器-电感器-电容器(LLC)谐振电源转换器(下文中称为LLC谐振转换器)。

图2示出根据一个实施方案的适用于LLC谐振转换器中的控制电路。

图3包括根据一个实施方案的示出图2的控制电路在正常操作期间的操作的波形。

图4包括根据一个实施方案的示出图2的控制电路在功率极限条件操作期间的操作的波形。

图5示出根据一个实施方案的适用于LLC谐振转换器中的控制电路。

图6包括根据一个实施方案的示出图5的控制电路在正常操作期间的操作的波形。

图7包括根据一个实施方案的示出图5的控制电路在功率极限条件操作期间的操作的波形。

图8示出根据一个实施方案的适用于LLC谐振转换器中的控制电路。

图9示出根据一个实施方案的将积分电流感测电压除以时间的多项式近似。

图10包括根据一个实施方案的示出图8的控制电路在正常操作期间的操作的波形。

图11包括根据一个实施方案的示出图8的控制电路在功率极限条件操作期间的操作的波形。

本领域的技术人员将会知道，附图中的组件为了简明起见而示出，而未必按比例绘制。例如，附图中一些组件的尺寸可以相对于其他组件放大，以有助于理解本实用新型的实施方案。

在附图中，在适当的地方用常规符号表示装置和方法部件，仅仅示出那些与理解实施方案有关的特殊细节。这避免了由于对于受益于本文公开内容的本领域的普通技术人员而言显而易见的细节而使本公开不清楚。除非另外指明，否则可能并不示出对于实践实施方案所必需的且对于本领域技术人员而言众所周知的众所周知的组件、结构或过程的细节并且应假设它们存在。

具体实施方式

本公开整体涉及控制电源转换器，并且具体地讲，涉及估计DC到DC电感器-电感器-电容器(LLC)谐振电源转换器(下文中称为LLC谐振转换器)的输出功率以及使用所述估计来检测功率极限。

根据电源转换器的输出功率的准确实时估计，实施方案在LLC谐振转换器中提供优越的功率极限检测。

在一个实施方案中，控制电路通过比较积分初级电流与作为电容器电压的恒定斜率的功率极限阈值来确定LLC谐振转换器的功率极限是否被超过。

在一个实施方案中，控制电路通过将除以与LLC谐振转换器的开关周期成比例的值的积分初级电流与恒定功率极限阈值进行比较来确定LLC谐振转换器的功率极限是否被超过。

在一个实施方案中，控制电路通过比较使用积分初级电流计算的多项式与恒定功率极限阈值来确定LLC谐振转换器的功率极限是否被超过。在一个实施方案中，多项式是线性多项式(即，多项式的次数是一)。

在以下详细描述中，举例说明和描述了某些例示性实施方案。本领域的技术人员将认识到，这些实施方案可以各种不同的方式进行修改，而不脱离本公开的范围。因此，附图和说明书在本质上应被认为是示例性的，而不是限制性的。类似的附图标号在说明书中表示类似的组件。

图1示出根据实施方案的变频DC到DC LLC谐振转换器100(下文中称为电源转换器100)。电源转换器100接收输入电压VIN，并且将输出电压VO提供给负载130。负载130可包括一个或多个集成芯片(IC)。在一个实施方案中，输出电压VO用作通用串行总线(USB)电路、中央处理单元(CPU)、图形处理单元(GPU)、存储器集成电路等中的一者或多者的供电电压。在一个实施方案中，输出电压VO可以改变。

电源转换器100的初级侧包括解耦电容器118、控制器电路102、第一金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)104和第二金属氧化物半导体场效应晶体管106、以及LLC储能电路108。LLC储能电路108包括储能电容器112、储能串联电感器110、储能并联电感器114、以及变压器116的初级线圈116P。并联连接到初级线圈116P的储能并联电感器114的存在区分变频DC到DC LLC谐振转换器100与例如串联谐振电源转换器。

控制器电路102、第一MOSFET 104和第二MOSFET 106包括用于根据具有开关周期TS的时钟向LLC储能电路108供电并且实现LLC储能电路108的谐振的激励电路。在一个实施方案中，MOSFET 104和106是n沟道功率MOSFET，如图1所示，但实施方案不限于此。

电源转换器100的次级侧包括变压器116的第一次级线圈116S-1和第二次级线圈116S-2、第一二极管120和第二二极管122、输出电容器124。次级侧从第一次级线圈116S-1和第二次级线圈116S-2接收功率，整流接收的功率，并且对其进行滤波以产生输出电压VO。

电源转换器100包括反馈电路138和隔离电路136，用于根据输出电压VO产生反馈控制电压VFCTRL。

电源转换器100还包括电流感测电路132和电流积分电路134，用以根据LLC储能电路108的初级电流IPRI产生积分电流感测电压VICS。电流感测电路132产生对应于在LLC储能电路108中流动的初级电流IPRI的信号。电流积分电路134随时间推移对由电流感测电路132产生的信号的值进行积分以产生积分电流感测电压VICS。

在一个实施方案中，代替使用电流感测电路132和电流积分电路134，当CLK1在图2中生效时，积分电流感测电压VICS通过测量储能电容器112两端的电压VCR来获得。

在一个实施方案中，积分电流感测电压VICS可根据第一驱动信号Q1的状态来产生。例如，积分电流感测电压VICS可在第一驱动信号Q1具有关断第一MOSFET 104的值时被重置为零值，并且可在第一驱动信号Q1具有接通第一MOSFET 104的值时具有对应于初级电流IPRI随时间推移的积分的值，如通过电流感测电路132所测量的。

初级侧控制器电路102生成第一驱动信号Q1和第二驱动信号Q2，它们是异相180度的方波。第一驱动信号Q1和第二驱动信号Q2的频率可根据例如反馈控制电压VFCTRL而改变。在示例性实施方案中，第一驱动信号Q1和第二驱动信号Q2的频率可在100KHz和200KHz之间变化。

使用第一驱动信号Q1和第二驱动信号Q2，初级侧控制器电路102首先通过接通第一MOSFET 104并且关断第二MOSFET 106来从输入电压VIN向LLC储能电路108提供能量。初级侧控制器电路102然后通过关断第一MOSFET 104并且接通第二MOSFET106来允许LLC储能电路108谐振，即，该控制器电路连接环形电路中的LLC储能电路108的部件，使得能量可在LLC储能电路108的部件之间流动。

电源转换器100的变压器116是包括第一次级线圈116S-1和第二次级线圈116S-2的中心抽头变压器。第一次级线圈116S-1和第二次级线圈116S-2两端的电压相对于中心抽头的极性将彼此相反。

电源转换器100的次级侧包括输出电容器124，该输出电容器用于向负载130提供输出电压VOUT。使用第一二极管120和第二二极管122将电流提供给输出电容器124。

虽然图1示出将电源转换器100划分成特定块，但实施方案不限于此。例如，在一个实施方案中，控制电路102和电流积分电路134可包括在相同集成电路中。

图2示出根据一个实施方案的适用于LLC谐振转换器中的控制电路202。控制电路202可包括在图1的电源转换器100的控制电路102中。控制电路202接收反馈控制电压VFCTRL和积分电流感测电压VICS，并且产生第一驱动信号Q1和第二驱动信号Q2。

控制电路202包括电压控制振荡器电路(VCO)240、第一驱动器电路242和第二驱动器电路244、比较器246以及功率极限电路248。VCO 240产生对应于VCO 240的相反相的第一时钟信号CLK1和第二时钟信号CLK2。第一时钟信号CLK1和第二时钟信号CLK2的频率根据反馈控制电压VFCTRL而改变。在一个实施方案中，第一时钟信号CLK1和第二时钟信号CLK2的频率可根据反馈控制电压VFCTRL的值在100KHz和200KHz之间的范围内变化。

第一驱动器电路242根据第一时钟信号CLK1产生第一驱动信号Q1。第二驱动器电路244根据第二时钟信号CLK2产生第二驱动信号Q2。在一个实施方案中，第一驱动器电路242和第二驱动器电路244包括缓冲器。

控制电路202还包括生成极限信号LMT的比较器246以及接收极限信号LMT的功率极限电路248。当极限信号LMT生效时，功率极限电路246执行预定动作作为对从包括控制电路202的电源转换器汲取太多功率的响应。例如，在一个实施方案中，功率极限电路246可响应于极限信号LMT生效而增加第一时钟信号CLK1和第二时钟信号CLK2的频率。

控制电路202还包括耦接到内部供电电压V1的电流源250、电容器252、开关器件254和反相器256，它们操作以产生斜坡信号VCT。斜坡信号VCT在第一时钟信号CLK1失效时被重置为地电压，例如对应于当图1的电源转换器100的第一MOSFET 104断开时的间隔。斜坡信号VCT具有以由电流源250产生的电流值和电容器252的电容确定的速率增加的值。

比较器246通过将积分电流感测电压VICS的值与斜坡信号VCT的值进行比较来产生极限信号LMT。因此，斜坡信号VCT作为恒定的dv/dt斜率阈值PTH操作。当积分电流感测电压VICS的值小于斜坡信号VCT的值时，比较器246使极限信号LMT失效。当积分电流感测电压VICS的值大于斜坡信号VCT的值时，比较器246使极限信号LMT生效。

控制电路202根据其被包括在其中的电源转换器所产生的功率输出的估计来操作。功率估计信号PE等于：

其中开关周期TS是VCO 240的一个循环的持续时间。因此，电路在以下情况下处于正常操作中(即，低于功率极限PLIM)：

当恒定的dv/dt斜率阈值PTH具有等于功率极限PLIM乘以自积分周期开始起经过的时间并除以输入电压VIN的值(即，PTH＝PLIM×t/VIN)时，电路在以下情况下处于正常操作中：

并且在以下情况下检测到处于功率极限条件的电路：

注意，与本领域中已知的其他电路不同，使用恒定的dv/dt斜率阈值PTH自动考虑由VCO 240的频率变化引起的输出功率相对于初级电流IPRI的变化。具体地讲，随着VCO 240的频率增加并且开关周期TS相应地减小，恒定的dv/dt斜率阈值PTH的值不变，使得在t＝TS时积分电流感测电压VICS的较低值触发极限信号LMT。

图3包括根据一个实施方案的示出图2的控制电路202在正常操作期间的操作的波形。在该实施方案中，控制电路202在图1的电源转换器100中操作。

图3的波形示出初级侧电流IPRI、对应于通过储能并联电感器114的电流的电感器电流ILm、积分电流感测电压VICS和斜坡信号VCT的值。另外示于图3中的是PLIM保护信号，当功率极限电路248已经感测到过功率条件，以及指示第一时钟信号CLK1或第二时钟信号CLK2中的哪一个生效的信号时，该PLIM保护信号生效。

如图3所示，在正常操作期间，在第一时钟CLK1生效时的间隔(0<t<TS/2)期间(即，在将功率从输入电压VIN提供给LLC储能电路108时的间隔期间)的任何时间处，积分电流感测电压VICS的值不超过斜坡信号VCT的值。因此，PLIM保护信号不生效。

图4包括根据一个实施方案的示出图2的控制电路202在功率极限条件操作期间的操作的波形。图4的波形示出与图3的上述那些值相同的值。

如图4所示，在操作期间，当存在功率极限条件时，在第一时钟CLK1生效时的间隔期间，积分电流感测电压VICS的值超过斜坡信号VCT的值。因此，PLIM保护信号生效。在一个实施方案中，一旦生效，PLIM保护信号保持生效直到第一时钟CLK1生效时的整个间隔经过，而积分电流感测电压VICS没有超过斜坡信号VCT的值。

图5示出根据一个实施方案的适用于LLC谐振转换器中的控制电路502。控制电路502可包括在图1的变频LLC谐振转换器100的控制电路102中。在图5中具有参考符号5XX(对于其在图2中存在具有参考符号2XX的特征结构)的特征结构对应于图2中的那些特征结构，并且为了简洁起见将不再描述。例如，图5的VCO 540对应于图2的类似编号的VCO 240。

控制电路502包括导通时间计数器电路562和分压器电路564。导通时间计数器电路562具有导通计数信号OCNT，该导通计数信号OCNT在第一时钟CLK1失效时被重置为零，并且在第一时钟CLK1生效时从零递增。分压器电路564将积分电流感测电压VICS的值除以导通时间计数器电路562的计数以产生分功率估计信号DPE的值。在一个实施方案中，分压器电路564是可编程分压器电路。

控制电路502根据其被包括在其中的电源转换器所产生的功率输出的估计来操作。输出功率的功率估计PE等于：

其中开关周期TS是VCO 540的一个循环的持续时间。因此，电路在以下情况下处于正常操作中(即，低于功率极限PLIM)：

在控制电路502中，导通计数信号OCNT的值对应于在第一时钟CLK1导通时的间隔结束时的Ts/2；即，在t＝Ts时，1/OCNT＝2/TS。当自第一时钟CLK1生效以来的时间t小于Ts/2时，OCNT对应于时间t。当功率阈值PTH具有等于功率极限PLIM除以输入电压VIN的值(即，PTH＝PLIM×1/VIN)时，电路在以下情况下处于正常操作中：

即，当积分电流感测电压VICS除以导通计数信号OCNT小于功率阈值PTH时，并且在以下情况下检测到处于功率极限条件的电路：

即，当积分电流感测电压VICS除以导通计数信号OCNT大于功率阈值PTH时。

注意，与本领域中已知的其他电路不同，将积分电流感测电压VICS除以导通计数信号OCNT的值自动考虑由VCO 540的频率变化引起的输出功率相对于初级电流IPRI的变化。

图6包括根据一个实施方案的示出图5的控制电路502在正常操作期间的操作的波形。在该实施方案中，控制电路502在图1的电源转换器100中操作。图6的波形示出与图3的上述那些值相同的值，不同之处在于图6示出恒定的功率阈值PTH并且示出与积分电流感测电压VICS除以导通计数的值(即，除以t)而不是积分电流感测电压VICS的值对应的分功率估计信号DPE。

如图6所示，在正常操作期间，在第一时钟CLK1导通并且PLIM保护信号未生效时的间隔期间的任何时间处，积分电流感测电压VICS的值除以t(即，分功率估计信号DPE的值)不超过功率阈值PTH的值。

图7包括根据一个实施方案的示出图5的控制电路502在功率极限条件操作期间的操作的波形。图7的波形示出与图6的上述那些值相同的值。

如图7所示，在操作期间，当存在功率极限条件时，在第一时钟CLK1导通时的间隔期间，积分电流感测电压VICS的值除以t(即，分功率估计信号DPE的值)超过功率阈值PTH的值。因此，PLIM保护信号生效。在一个实施方案中，一旦生效，PLIM保护信号保持生效直到第一时钟CLK1导通时的整个间隔经过，而分功率估计信号DPE的值没有超过功率阈值PTH的值。

图8示出根据一个实施方案的适用于LLC谐振转换器中的控制电路802。控制电路802可包括在图1的变频DC到DC LLC谐振转换器100的控制电路102中。在图8中具有参考符号8XX(对于其在图2中存在具有参考符号2XX的特征结构)的特征结构对应于图2中的那些特征结构，并且为了简洁起见将不再描述。例如，图8的VCO 840对应于图2的类似编号的VCO 240。

控制电路802包括第一增益电路872和第二增益电路876、减法电路874和加法器电路878。第一增益电路872通过将积分电流感测信号VICS的值乘以第一常数a来生成缩放输出aVICS。减法电路874具有等于第三常数c减去积分电流感测电压VICS的值的输出，该输出由第二增益电路876乘以第二常数b以产生反缩放输出b(c-VICS)。加法器电路将缩放输出aVICS与反缩放输出b(c-VICS)相加以产生等于a×VICS+b×(c-VICS)的多项式功率估计信号PPE。

如图9所示，对于第一常数a、第二常数b和第三常数c的适当值，当t为VCO 840的一个循环的开关周期TS的约一半时，等于a×VICS+b×(c-VICS)的多项式功率估计信号PPE近似于积分电流感测信号VICS的值除以时间t。第一常数a、第二常数b和第三常数c的适当值可通过本领域已知的技术来确定。

例如，在其中积分电流感测电压VICS的值对应于1-cos(t)的示例性实施方案中，a可被设置为1，b可被设置为0.7，并且c可被设置为0.47。

控制电路802根据其被包括在其中的电源转换器所产生的功率输出的估计来操作。多项式功率估计信号PPE近似于积分电流感测信号VICS的值除以时间t，并且等于：

对于0<t<Ts/2的范围，其中开关周期TS是VCO 840的一个循环的持续时间。当功率阈值PTH具有等于功率极限PLIM除以输入电压VIN的值(即，PTH＝PLIM×1/VIN)时，电路在以下情况下处于正常操作中：

并且在以下情况下检测到处于功率极限条件的电路：

注意，与本领域中已知的其他电路不同，在一定范围内使用多项式近似积分电流感测电压VICS除以时间t自动考虑由VCO 840的频率变化引起的输出功率相对于初级电流IPRI的变化。

图10包括根据一个实施方案的示出图8的控制电路802在正常操作期间的操作的波形。在该实施方案中，控制电路802在图1的电源转换器100中操作。图8的波形示出与图6的上述那些值相同的值，不同之处在于图8示出与a×VICS+b×(c-VICS)而不是积分电流感测电压VICS除以t对应的多项式功率估计信号PPE。

如图10所示，在正常操作期间，在第一时钟CLK1导通并且PLIM保护信号未生效时的间隔期间的任何时间处，多项式功率估计信号PPE的值不超过功率阈值PTH的值。

图11包括根据一个实施方案的示出图8的控制电路802在功率极限条件操作期间的操作的波形。图10的波形示出与图10的上述那些值相同的值。

如图11所示，在操作期间，当存在功率极限条件时，在第一时钟CLK1导通时的间隔期间，多项式功率估计信号PPE的值超过功率阈值PTH的值。因此，PLIM保护信号生效。在一个实施方案中，一旦生效，PLIM保护信号保持生效直到第一时钟CLK1导通时的整个间隔经过，而多项式功率估计信号PPE没有超过功率阈值PTH的值。

根据电源转换器的初级电流，实施方案操作以产生电源转换器的输出功率的估计，其中功率输出的估计考虑了电源转换器的可变频率。在实施方案中，使用输出功率的估计来检测功率极限。因此，无论该初级电流如何变化以及电源转换器的操作频率如何，都以相同的输出功率电平触发功率极限。在实施方案中，电源转换器是LLC谐振转换器，诸如DC到DC LLC谐振电源转换器。

在一个实施方案中，将初级侧的积分电流与恒定的dv/dt斜率阈值进行比较。

在一个实施方案中，将初级侧的积分电流除以初级侧的开关间隔并且与预定功率极限阈值进行比较。

在一个实施方案中，将使用多项式补偿的积分电流与预定功率极限阈值进行比较。

本公开的实施方案包括被配置成执行本文所述操作中的一个或多个的电子设备。然而，实施方案并不限于此。

A1.本公开的一个实施方案包括电路，该电路包括电感器-电感器-电容器(LLC)储能电路以及向LLC储能电路供电的激励电路。LLC储能电路包括第一电感器、第二电感器、电容器、以及变压器的初级线圈。第一电感器与第二电感器串联耦接，第二电感器与电容器串联耦接，并且变压器的初级线圈与第二电感器并联耦接。激励电路根据开关周期向LLC储能电路供电，并且根据积分电流感测信号的值和开关周期的持续时间来检测功率极限条件。积分电流感测信号对应于提供给LLC储能电路的电流随时间推移的积分。

A2.A1的电路，其中积分电流感测信号对应于电容器两端的电压。

A3.A1的电路，还包括电流感测电路，该电流感测电路用以生成对应于由激励电路提供给LLC储能电路的电流的值的电流感测信号；以及积分器电路，该积分器电路用以通过随时间推移对电流感测信号进行积分来生成积分电流感测信号。

A4.A1的电路，其中激励电路包括斜坡信号发生电路，该斜坡信号发生电路用以根据开关周期来生成恒定的dv/dt阈值信号；以及比较器电路，该比较器电路用以根据恒定dv/dt阈值信号与积分电流感测信号的比较来检测功率极限条件。

A5.A4的电路，其中斜坡信号发生电路在开关周期的间隔期间以预定的恒定速率增加信号，该间隔对应于当激励电路要向LLC储能电路供电时的时间段。

A6.A5的电路，其中当激励电路不向LLC储能电路供电时，斜坡信号发生电路将阈值信号设置为预定常数。

A7.A6的电路，其中预定常数是零伏特。

A8.A1的电路，其中激励电路包括计数器电路，该计数器电路用以根据开关周期生成计数；分压器电路，该分压器电路用以通过将积分电流感测信号除以计数来产生功率估计信号；以及比较器电路，该比较器电路用以根据功率估计信号与具有预定值的功率极限阈值的比较来检测功率极限条件。

A9.A8的电路，其中计数对应于自开关周期的间隔开始以来的时间，该间隔对应于当激励电路要向LLC储能电路供电时的时间段。

A10.A1的电路，其中激励电路包括：多项式计算电路，该多项式计算电路用以通过使用积分电流感测信号的值评估多项式来生成功率估计信号；以及比较器电路，该比较器电路用以根据功率估计信号与具有预定值的功率极限阈值的比较来检测功率极限条件。

A11.A10的电路，其中由多项式计算电路评估的多项式是线性多项式。

A12.A10的电路，其中多项式计算电路包括第一增益电路、减法电路、第二增益电路和加法器电路。第一增益电路将通过将积分电流感测信号乘以第一预定值来产生第一缩放输出。减法电路将通过从第二预定值减去积分电流感测信号来产生反偏移输出。第二增益电路将通过将反偏移输出乘以第三预定值来产生第二缩放输出。加法器电路将通过将第一缩放输出与第二缩放输出相加来产生功率估计信号。

A13.A1的电路，其中激励电路包括振荡器，该振荡器用以接收反馈信号并且根据反馈信号生成具有开关周期的时钟信号；第一开关，该第一开关用以在时钟信号的第一阶段期间从输入电压向LLC储能电路供电；以及第二开关，该第二开关用以在时钟信号的第二阶段期间配置环形电路中的LLC储能电路的部件。

A14.A1的电路，其中LLC储能电路和激励电路包括在LLC谐振转换器的初级侧中。

M15.控制具有可变开关频率的电感器-电感器-电容器(LLC)谐振转换器的方法，该方法包括确定对应于LLC谐振转换器的初级侧电流的值随时间推移的积分的积分电流感测信号，以及根据LLC谐振转换器的输出功率的准确实时估计，使用积分电流感测信号来确定功率极限条件。

M16.M15的方法，其中确定功率极限条件包括生成对应于开关频率的周期的恒定dv/dt阈值信号，并且将恒定dv/dt阈值信号与积分电流感测信号进行比较。

M17.M15的方法，其中确定功率极限条件包括生成对应于开关频率的周期的持续时间的计数，通过将积分电流感测信号的值除以计数来生成功率估计信号，并且将具有预定值的阈值信号与功率估计信号进行比较。

M18.M15的方法，其中确定功率极限条件包括通过根据积分电流感测信号的值评估多项式来生成功率估计信号，并且将具有预定值的阈值信号与功率估计信号进行比较。

M19.M15的方法，其中确定积分电流感测信号包括测量包括在LLC谐振转换器的LLC储能电路中的电容器两端的电压。

M20.M15的方法，其中确定积分电流感测信号包括根据提供给LLC谐振转换器的LLC储能电路的电流来生成电流感测信号，并且随时间推移对电流感测信号进行积分。

虽然已经公开了例示性实施方案来帮助理解本公开，但实施方案并不限于此，而是仅由所附权利要求书的范围限制。实施方案可以包括包含在所附权利要求书的范围内的各种修改和等效布置。实施方案中描述的操作的顺序是例示性的，并且可以被重新排序，除非另有约束。此外，两个或更多个实施方案的特征可以组合形成新的实施方案。