专利名称：次级侧并联和串联谐振的开关电源电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种作为各种电子设备中的电源的开关电源电路。
作为开关电源电路，考虑到开关噪声的抑制和高的电功率转换效率，提出了多种带有不同谐振转换器的开关电源电路。在谐振转换器中，开关操作波形成为正弦波形，使得可以实现低噪声。此外，还有一个优点在于可以由较少数量的零件构成。
图8或
图10的电路图表示现有技术中一个具有电压谐振转换器的开关电源电路的实例。此电源电路包括一个开关元件Q1，并通过一个所谓的单端系统进行自激开关操作。
在图8所示的电源电路中，当构成一个桥式整流电路DBR的整流二极管导通时，通过一个隔离转换变压器PIT次级绕组N2的漏电感L2和构成桥式整流器电路DBR的对应的整流器二极管的结静电电容(几个微微法)，在流经桥式整流器电路DBR的整流器二极管的电流13和14上叠加如图9B和9C所示的高频振荡电流(以下称作振荡噪声(ringing noise))。
此振荡噪声做为一个电源噪声从构成桥式整流电路DBR的四个整流二极管辐射。所以，在实际上构成如图8所示的电源电路的情况下，因为在隔离转换变压器PIT的次级侧增加铁氧体磁环电感或陶瓷电容的这些措施，使得元件数增多。
此外，在图8中所示的电源电路中，在次级侧设置桥式整流电路DBR，使得获得次级侧DC输出电压。亦即，产生DC输出电压E01，对应于几乎等于在次级绕组N2激励的AC电压。所以，在这种情况下，必须使初级绕组N1的匝数与次级绕组N2的匝数彼此相同。
所以，例如，难于将其中将绞合线(Litz)卷绕成初级绕组N1和次级绕组N2的隔离转换变压器PIT的分裂式绕线筒小型化，因此，不可能小型化和减轻隔离转换变压器PIT。
此外，在图10所示的电源电路中，关于流经设置在次级侧的倍增电压整流电路的整流二极管D01和D02的谐振电流I3和I4，如图11B和11C所示，振荡噪声在整流二极管D01和D02导通时相当低。
然而，在图10所示的电源电路中，如图12所示，在负荷电功率变为一个例如处于50瓦～120瓦范围的中等负荷状态的区域内，开关元件Q1如后所述的操作异常。
图13A～13C是电源电路处于图10所示的中等负荷状态时的操作波形图。
还是在这种情况下，开关元件Q1利用一个作为自激振荡驱动电路的串联谐振电路(NB，CB)进行开关操作，使得得到初级侧并联谐振电压Vcp，如图13A所示。但是，在这种情况下，在开关元件Q1关断的时段TOFF结束之前的T1时段，集电极电流Icp在短时间内流到开关元件Q1的集电极，如图13B所示。
此外，流经隔离转换变压器PIT次级绕组N2的次级侧谐振电流I2的波形成为一种如图13C所示的波形。
在这种情况下，如图13A和13B所示，在开关元件Q1关断时段TOFF结束之前的T1时段，开关元件Q1处于导通状态，这偏离所谓的谐振型基本操作的ZVS(零电压开关)操作，亦即，当提供给开关元件Q1的集电极和发射极之间的初级侧谐振电压Vcp变为零电平时进行开关操作。
在图10中所示的电源电路中，因为开关元件Q1关断的TOFF时段随着负荷电功率Po.的减少而增大，所以发生了这样的异常操作。在发生这种异常操作的T1期间，因为开关元件Q1在有一定电压电平和电流电平的状态中进行开关操作，所以开关元件Q1中的电功率损耗增大。因此，必须扩大散热片以抑制开关元件Q1的发热。
鉴于上述问题，本发明的一个目的在于提供一种开关电源电路，其中振荡噪声不叠加到流经设置在次级侧的整流二极管的次级侧谐振电流上，并且甚至在中等负荷状态下开关元件的操作变为ZVS操作。
本发明的开关电源电路包括配置有开关元件并用于间歇性地输出一个输入的DC输入电压的开关装置；一个向次级侧传输开关装置输出的隔离转换变压器；一个初级侧电压谐振电路，其接入使开关装置按电压谐振型操作；和一个次级侧谐振电路，其由一个次级侧并联谐振电路和一个次级侧串联谐振电路的结合而构成，而次级侧并联谐振电路通过将次级侧并联谐振电容和隔离转换变压器的次级绕组并联连接而形成，次级侧串联谐振电路通过将次级侧串联谐振电容和隔离转换变压器的次级绕组串联连接而形成。
另外，开关电源电路包括一个DC输出电压发生装置和一个恒定电压控制装置，其中DC输出电压发生装置用于通过输入在隔离转换变压器的次级绕组中得到的AC电压并进行整流操作而得到次级侧DC输出电压，恒定电压控制装置通过根据次级侧DC输出电压的电平改变开关元件的开关频率来进行恒定电压控制。
根据上述结构，通过向隔离转换变压器的次级绕组提供由次级侧并联谐振电路和次级侧串联谐振电路的结合而构成的次级侧谐振电路，使得流经隔离转换变压器次级绕组N2的次级侧谐振电流可以通过次级侧并联谐振电路的谐振操作变为几乎为正弦的形状。由此，因为流经设置在次级侧的各整流二极管的谐振电流的导通角度变得几乎彼此相等，振荡噪声不会叠加到流经整流二极管的谐振电流上。
因为次级侧DC输出电压的恒定电压控制变为控制开关频率和流经开关元件的开关电流的导通角的综合控制，即使在负荷变化的情况下，可以抑制开关元件关断时段的加大，并且甚至在中等负荷状态下，也可使开关元件进行ZVS操作。
图1是表示本发明实施列的电源电路的结构实例的电路图；图2A～2E是表示本实施例的电源电路主要部分工作的波形图；图3表示在该实施例的电源电路负荷改变的情况下的恒定电压控制特性；图4是表示第一改型的电源电路次级侧结构实例的电路图；图5是表示第二改型的电源电路次级侧结构实例的电路图；图6是表示第三改型的电源电路结构实例的电路图；图7是表示第四改型的电源电路次级侧结构实例的电路图；图8是表示现有技术中常规电源电路结构的电路图；图9A～9C是表示图8所示常规电源电路的主要部分工作的波形图；图10是表示现有技术中另一常规电源电路结构的电路图；图11A～11C是表示图10所示常规电源电路的次级侧工作的波形图；图12表示在图10所示的电源电路负荷改变的情况下的恒定电压控制特性；图13A～13C是表示图10所示常规电源电路的初级侧工作的波形图。
图1是表示本发明实施例的开关电源电路的结构实例的电路图。类似于前面描述的电源电路，本图中所示的电源电路配置有一个由一个开关元件构成的自激电源谐振型开关转换器。顺便说一下，在本图中，与图8或图10相同的部分用相同的标号表示并省去对它们的描述。
在图1所示的本实施例的电源电路中，类似于图10中所示的电源电路，把倍压半波整流电路设置到隔离转换变压器的次级侧。
本电源电路与图8或图10中所示的电源电路的不同之处在于组合连接次级侧并联谐振电容C2和次级侧串联谐振电容Cs。即，次级侧并联谐振电容C2并联连接到隔离转换变压器PIT的次级绕组N2，并且把次级侧串联谐振电容Cs串联接入到次级绕组N2的一端和桥式整流电路DBR之间。
根据前述结构，在本实施例的电源电路的次级侧，通过次级侧并联谐振电容C2的电容和次级绕组N2的漏电感L2形成一个电压谐振电路，并且通过次级侧串联谐振电容Cs的电容和次级绕组N2的漏电感L2形成一个电流谐振电路。即，在次级侧，采用一种包括作为公共电感的次级绕组N2的结构，并在该结构中电压谐电路和电流谐振电路多路合并。
图2A～2E是表示如上所述的本实施例的电源电路主要部分的工作的波形图。
在本实施例的电源电路中，开关元件Q1通过一个串联谐振电路(NB，CB)作为自激振荡驱动电路进行开关操作，以通过在开关元件Q1的并联电路和并联谐振电容Cr的两端的并联谐振电路的作用得到图2A所示的初级侧并联谐振电压Vcp。此并联谐振电压Vcp在开关元件Q1导通的TON时段处于0电平，而在开关元件关断的TOFF时段得到正弦脉冲波形，如图中所示。图2B中所示波形的集电极电流ICP流经开关元件Q1的集电极。
关于流经隔离转换变压器PIT次级绕组N2的次级侧谐振电流I2的波形，因为次级侧串联谐振电容Cs和次级侧并联谐振电容C2组合并连接，通过利用并联谐振电容C2和串联谐振电容Cs的电容和次级绕组N2的漏电感L2的电压和电流谐振操作，如图2C所示，波形近似为正弦。在这种情况下，流经整流二极管D01和D02的谐振电流I3和I4的导通角度变得几乎彼此相同，并且谐振电流I3和I4的波形变得如图2D和2E所示。
当本实施例的电源电路与图10中的电源电路相比时，其中在图10的电源电路中次级侧并联谐振电容C2没有接入到次级绕组N2中，在图10的电源电路中，当负荷电功率Po变为轻负荷，开关元件Q1关断的时间TOFF被延长，以及例如在中等负荷状态时，在开关元件Q1关断的时间时段TOFF马上结束前的T1时段，开关元件Q1导通，如同13A和13B中的虚线所示，并且流过集电极电流ICP。
另一方面，在本实施例的电源电路中，如图2A和2B所示，即使在中等负荷状态，开关元件Q1关断的TOFF时段很难被延长，如后所述，使得集电极电流ICP在TOFF时段不流经开关元件Q1。由此，避免了中等负荷状态中的异常操作，并且可实现稳定的ZVS操作。即，在可以进行操纵的负荷区域的全范围内实现稳定的ZVS操作。
此外，因为避免了中等负荷状态中的异常操作，所以由异常操作产生的功率损耗也消失。因此，可以提高中等负荷状态中的功率转换效率，并且还减少开关元件Q1中的发热，使得不必扩大连接到开关元件Q1的散热片。
此外，在本实施例的电源电路中，如图2D和2E所示，流经整流二极管D01和D02的谐振电流I3和I4的导通角变得几乎彼此相等。所以不会发生这种状态例如，当构成桥式整流电路DBR的四个整流二极管导通时在图8中所示的电源电路中产生的振荡噪声叠加到谐振电流I3和I4上。
由此，在本实施例的电源电路中，电源噪声几乎不从整流二极管D01和D02发生。所以，可以省去在例如图8中的电源电路中需要设置的铁氧体磁环电感和陶瓷电容，并且由此可以减少部件数量。
根据实验，例如，在隔离转换变压器PIT的初级绕组N1的匝数为43匝的情况下，次级绕组N2的匝数为23匝，初级侧谐振电容Cr=3300微微法，次级侧串联谐振电容Cs=0.068微法，次级侧并联谐振电容C2=6800微微法，可以断定，本实施例的电源电路实现最佳操作。
此外，图3表示在本实施例的电源电路负荷改变的情况下的恒定电压控制特性，其中各结构部分的值根据上述设计设置。顺便说一下，还是在这种情况下，输入AC电压VAC为100伏，次级侧DC输出电压E01为135伏。
如图3中所示，在本实施例的电源电路中，按照从次级侧输出的DC输出电压E01的恒定电压控制，这种控制成为当负荷电功率Po变高时，开关频率fs变低，并且开关元件Q1导通的时间TON变长。亦即，综合控制系统适用于恒定的电压控制操作。
所以，在本实施例的电源电路中，开关元件Q1关断的时间TOFF随负荷改变的变化与如图10中电源电路的开关元件Q1关断的时间TOFF的变化(见图12)相比较小，并且变化量是很小的。
从这一点看，即使在本实施例的电源电路处于中等负荷状态的情况下，开关元件Q1关断的时间TOFF也不会增长。所以，在本实施例的电源电路中，不会发生如图10所示电源电路处于中等负荷状态下的开关操作偏离ZVS操作的异常操作。
此外，在本实施例的电源电路中，因为可以通过综合控制系统控制开关元件Q1，所以可以操纵的最大负荷功率PoMAX为从200瓦扩展到220瓦，并且可控的工作范围也扩大。
另外，在本实施例的电源电路中，在次级侧设置倍压整流电路，用于获得相应于两倍于次级绕组N2的激励电压电平的DC输出电压。所以，例如，与图8所示的电源电路相比，其中图8中输出对应于次级绕组N2激励电压相同电平的DC输出电压，次级绕组N2的匝数可以减少，并由此还可以小型化和减轻分裂式绕线架。
此外，作为本实施例电源电路的次级侧，本发明不局限于图1所示的倍压半波整流电路。作为本实施例电源电路的一个改型实例，图4和图5中示出了次级侧的结构。顺便说一下，在图4和图5中，因为初级侧的结构形成与图1的结构相似，所以在图中没有示出。此外，与图1中相同的部分采用相同的标号并在此省去对它们的描述。
图4示出了第一改型实例的次级侧的结构。
在该图中所示的次级侧，串联谐振电容Cs、整流二极管D01和D02，以及滤波电容C010和C011连接到隔离转换变压器PIT的次级绕组N2，以构成所谓的倍压全波整流电路。
按照上述各个元件的一种连接方式，隔离转换变压器PIT的次级绕组N2的一端经过串联谐振电容Cs的串联连接连接到整流二极管D01的阳极和整流二极管D02的阴极之间的连接点。整流二极管D01的阴极连接到滤波电容C010的正极，整流二极管D02的阳极连接到次级接地端。
另一方面，隔离转换变压器PIT的次级绕组N2的另一端连接到滤波电容C010的负极和滤波电容C011的正极之间的连接点。滤波电容C011的负极连接到次级接地端。顺便说一下，此结构与图1中情形的相同之处在于与次级绕组N2并联设置次级侧并联谐振电容C2。
以上述连接方式形成的倍压全波整流电路的整流过程如下当在初级绕组N1中通过初级侧开关操作得到开关输出时，在次级绕组N2中激励此开关输出，并且输入在此次级绕组N2中得到的AC电压以便对其进行整流操作。在这种情况下，首先，在整流二极管D01关断并且整流二极管D02导通的时段，以初级绕组N1和次级绕组N2的极性变为-M的减极性模式进行操作，并且得到经整流二极管D02整流的整流电流流经串联谐振电容Cs→次级绕组N2→滤波电容C011，以对滤波电容C011充电。
然后，在整流二极管D02关断时段，整流二极管D01导通并且进行整流操作，实现一种加极性模式，其中初级绕组N1和次级绕组N2的极性变为+M，并且实现这样一种操作，次级绕组N2中感应的电流流经串联谐振电容Cs→整流二极管D01→滤波电容C010，使得将滤波电容C010充电。
通过这种方式，进行利用加极性模式(+M；正向(forward)操作)和减极性模式(-M；逆向(flyback)操作)的全波整流操作，以在串联连接的滤波电容C010和C011的两端获得对应于几乎两倍于次级绕组N2感应电压电平的DC电压(经整流的滤波电压)E01。
在本实施例的电源电路次级侧的结构其形成与此相似的情况下，例如，当隔离转换变压器PIT次级绕组N2的匝数为20匝，次级侧串联谐振电容Cs=0.1微法，并且次级侧并联谐振电容C2=0.01微法时，实现了最佳操作，并获得与图1中所示电源电路相同的效果。
与此类似，在由倍压全波整流电路构成次级侧的情况中，即使在与图1中的电源电路相比时，由于次级绕组N2的匝数可以从23匝降到20匝，也可以进一步小型化和减轻分裂式绕线架。
图5示出第二改型实例的次级侧的结构。
在该图中的次级侧，把由串联谐振电容Cs1和Cs2、整流二极管D01、D02、D03和D04以及滤波电容C010和C011构成的四倍电压全波整流电路设置到隔离转换变压器PIT的次级绕组N2，并且在次级绕组N2设置次级侧并联谐振电容C2。
甚至在本实施例的电源电路次级侧其形成与此结构相似的情况下，例如，当隔离转换变压器PIT的次级绕组N2的匝数为14匝，次级侧串联谐振电容Cs1和Cs2=0.1微法，并且次级侧并联谐振电容C2=0.022微法时，实现了最佳操作，并获得与图1中所示电源电路相同的效果。
此外，在这种情况下，由于隔离转换变压器PIT的次级绕组N2的匝数可被降到14匝，故可以进一步小型化和减轻分裂式绕线架。
顺便说一下，在本实施例中，引证了一些实例，其中，分别对开关电源电路的次级侧设置用于输出对应于几乎两倍于隔离转换变压器PIT的次级绕组N2中激励的激励电压电平的DC输出电压E01的倍压半波整流电路、倍压全波整流电路和用于输出对应于几乎四倍于隔离转换变压器PIT的次级绕组N2中激励的激励电压电平的DC输出电压E01的四倍电压半波整流电路。但是，本发明并不局限于类似于这种结构的整流电路。所以，例如，可以设置一个产生对应于电平高达2倍的多倍如6倍或8倍于次级绕组N2中激励的激励电压的DC输出电压E01的整流电路。
图6示出了第三改型实例的电源电路的结构。
在隔离转换变压器PIT的次级侧设置一个桥式整流电路DBR，并且组合并连接次级侧并联谐振电容C2和次级侧串联电容Cs。
在此电源电路中，高频振荡噪声不会叠加到流经构成桥式整流电路DBR的四个整流二极管的谐振电流I3和I4上，并且可以避免开关操作偏离中等负荷状态中ZVS操作的异常操作。
前述电源电路的次级侧并不局限于桥式整流电路DBR。
然后，次级侧结构的第四改型实例示于图7中。
该图中的次级侧的结构使得除了由两个二极管元件D01和D02、滤波电容C01和电感L0构成的正向(forward)系统等电压半波整流电路外，还可以设置一个次级侧并联谐振电容C2和一个次级侧串联谐振电容Cs。
在结构与此类似的电源电路中，例如当隔离转换变压器PIT的次级绕组N2的匝数为38匝，次级侧串联谐振电容Cs=0.027微法，次级侧并联谐振电容C2=0.015微法，并且电感L0=150微亨时，断定能够获得与图6中所示电源电路相同的效果。
此外，在本发明的电源电路中，除了前述的结构，可以根据实际的使用条件做适当的改型。例如，在上述的各实施例中，虽然采用由自激系统驱动的开关结构，但本发明也可以应用到开关元件被它激系统驱动的开关结构中。此外，作为开关元件，还可以采用除双极晶体管和MOS-FET以外的其它元件。
权利要求
1．一种开关电源电路，包括开关装置，包括一个开关元件，并用于间歇性地输出一个输入的DC输入电压；一个隔离转换变压器，用于向次级侧传输开关装置的输出；一个初级侧电压谐振电路，其接入使得开关装置按电压谐振型操作；一个次级侧谐振电路，其由一个次级侧并联谐振电路和一个次级侧串联谐振电路的结合而构成，而次级侧并联谐振电路通过隔离转换变压器的次级绕组和次级侧并联谐振电容并联连接形成，次级侧串联谐振电路通过次级侧串联谐振电容和隔离转换器的次级绕组串联连接形成。一个DC输出电压发生装置；用于通过输入在隔离转换变压器的次级绕组中得到的AC电压并进行整流操作而得到次级侧DC输出电压；和一个恒定电压控制装置，通过根据次级侧DC输出电压改变开关元件的开关频率来进行恒定电压控制。
2．如权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于，DC输出电压发生装置包括一个由四个整流二极管元件构成的桥式整流电路和一对滤波电容，并且次级侧串联谐振电容接入到整流电流通路中，以使DC输出电压发生装置构成一个全波整流电路，产生几乎等于AC电压的次级侧DC输出电压。
3．如权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于，DC输出电压发生装置包括两个二极管元件，一对滤波电容和一个接入到流经滤波电容的电流的通路中的电感，并且次级侧串联谐振电容的接入使得用于用在两个二极管元件之间进行整流操作的二极管元件的整流输出充电，使得DC输出电压发生装置构成一个产生几乎等于AC电压的次级侧DC输出电压的半波整流电路。
4．如权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于，DC输出电压发生装置包括两对整流二极管和一对滤波电容，并且次级侧串联谐振电容接入到整流的电流通路中，以使DC输出电压发生装置按倍压半波整流操作，产生对应于两倍于AC电压电平的次级侧DC输出电压。
5．如权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于，DC输出电压发生装置包括两对整流二极管和两对滤波电容，次级侧串联谐振电容接入到经整流的电流通路中，以使DC输出电压发生装置按倍压全波整流操作，产生对应于两倍于AC电压电平的次级侧DC输出电压。
6．如权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于，DC输出电压发生装置包括两对整流二极管和两对滤波电容，并且两对次级侧串联谐振电容接入到经整流的电流通路中，以使DC输出电压发生装置按四倍电压全波整流操作，产生对应于四倍于AC电压电平的次级侧DC输出电压。
全文摘要
作为一种次级侧谐振电路,次级侧并联谐振电路和次级侧串联谐振电路结合到隔离转换变压器的次级绕组,以形成一个次级侧谐振电路。由此,把次级侧DC输出电压的恒定电压控制成为对控制开关频率和流经开关元件的开关电流的导通角的综合控制,以便抑制开关元件关断时间的延长。
文档编号H02M3/24GK1298223SQ0013701
公开日2001年6月6日 申请日期2000年10月29日 优先权日1999年10月29日
发明者安村昌之 申请人:索尼公司