不对称六相永磁同步电机的谐波电流控制方法与流程

本发明属于技永磁同步电机谐波电流控制术领域，更具体地，涉及一种不对称六相永磁同步电机的谐波电流控制方法。

背景技术：

多相电机功率分流能力强、转矩纹波低且可容错运行，可以在高功率、大电流的应用场合表现出很好的性能，如电动汽车、全电飞机和船舰推进。在各种多相电机中，非对称六相电机具有低6次谐波转矩脉动的优点，且只需要两套三相变流器并联供电、没有任何特殊的逆变器设计，因而被广泛、深入研究。然而，在不对称六相电机中，由于xy子空间的阻抗较小，仅由定子电阻和漏感组成，所以往往存在较大的谐波电流。大的谐波电流会显著增加损耗，降低系统效率，对功率器件要求更高。

目前，有限控制集模型预测控制(fcs-mpc)作为标准矢量控制的替代出现，可提高驱动系统转矩及磁链响应等性能。fcs-mpc的原理是预测可能的切换状态下的系统行为，在每个采样时刻，fcs-mpc调节器列举转换开关序列的集合，预测相应的系统响应，并使用代价函数对每个响应进行评估，选择代价最小的开关序列作为最优开关序列。但fcs-mpc仍然存在一些问题，如(1)常用方法的一个共同特点是在整个采样周期内应用单一的切换状态，但由于每个开关序列都会在αβ和xy子空间产生电压矢量，转矩/磁链的控制不可避免地会导致xy电流；(4)由于逆变器的非线性，如死区效应引入额外电压谐波。

技术实现要素：

针对fcs-mpc控制的非对称六相永磁同步电动机，会伴随有较大的谐波电流产生，本发明提供一种不对称六相永磁同步电机的谐波电流控制方法，解决了现有方案固有的不足，实现了最小谐波电流控制。

为了解决上述问题，本发明提供一种不对称六相永磁同步电机的谐波电流控制方法，包括如下步骤：

s1：将六相永磁同步电机中的电压矢量进行解耦，分别得到dqz坐标系下的电流变量idq、idqz；

s2：对所述电流变量idq进行fcs-mpc控制，得到指令电压信号

s3：对所述电流变量idqz进行pr调节器控制，得到指令电压信号

s4：分别对指令电压信号进行dq逆变换、dqz逆变换，得到xy坐标系下的指令电压信号和

s5：对所述指令电压信号和进行空间矢量耦合，得到耦合指令电压信号进而生成控制信号dphs进行spwm调制，给到逆变器从而控制电机。

进一步地，步骤s3中，所述pr调节器控制包括如下步骤：

s31：计算参考电流与电流变量idqz的误差e，其中，

s32：对该误差e进行谐振增益，获得指令电压信号；

s33：对所述指令电压信号进行前馈补偿，获得电机qz轴、dz轴的耦合后的指令电压信号

s34：将耦合后的指令电压信号通过传递函数输入逆变器，对电机进行驱动。

进一步地，所述pr调节器的传递函数gpr(s)为：

其中，kp为比例增益，kr为谐振增益，s为拉普拉斯算子，ωc是谐振调节器的带宽，ω0为谐振增益频率，由于电流变量idqz的主要分量为六次谐波，所以，ω0＝6ω，ω为电机角速度。

进一步地，所述pr调节器的参数kp、kr及ωc满足如下条件：

(1)工作频率下的幅频响应≥35db，使得静态误差最小化；

(2)相位裕度≥45°，保证稳定性；

(3)共振带宽ωc满足高动态响应。

进一步地，步骤s34中，所述传递函数gsys(s)为：

其中：rs与ldqz为阻抗模型下的电机参数，td为系统总延迟时间。

进一步地，步骤s33中，所述耦合为：

其中，edz和eqz是dqz坐标系下的反电势，ldz和lqz是电机在dqz坐标系下的参数，idz和iqz是dqz坐标系下的电流值，ω是电流频率。

进一步地，步骤s1中，对电压矢量进行解耦包括如下步骤：

s11：提取六相永磁同步电机的电流信息iabc、iuvw；

s12：对该电流信息iabc、iuvw进行空间矢量解耦，获得xy坐标系下的电流变量iαβ、ixy；

s13：分别对电流变量iαβ、ixy进行dq变换、dqz变换，得到dqz坐标系下的电流变量idq、idqz。

进一步地，步骤s2中，所述fcs-mpc控制包括如下步骤：

s21：将电流变量idq输入比例积分控制器，获得指令电流信号

s22：枚举所有逆变器的开关状态，获得包含49个独立矢量的控制集vdq，并与电流变量idq、电机角速度ω一同输入预测模型，获得预测值

s23：将所述指令电流信号预测值一同输入代价函数进行评价，选取代价最小的状态值作为指令电压信号

进一步地，步骤s23中，所述代价函数为：

其中：是d轴、q轴电压指令值，为经过变换得到的实际值，k1、k2为权重系数。

进一步地，步骤s5中，所述控制信号dphs为：

其中：dphs＝[da,db,dc,du,dv,dw]^t是各个开关管的占空比，vdc为逆变器的输入电压，vphs＝[va,vb,vc,vu,vv,vw]^t为自然坐标系下的三相电压指令值；

其中：

vdmpc,vqmpc和vαmpc，vβmpc分别是fcs-mpc控制器产生在dq平面和αβ平面的电压矢量，vdzpr，vqzpr和vxpr，vypr分别是由pr谐波调节器生成在dqz坐标系和xy坐标系下的电压矢量。

总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，能够取得下列有益效果：

1.本发明的谐波电流控制方法，实现了最小谐波电流控制，结构简单，与经典的fcs-mpc相比,它只需要添加比例谐振调节器在xy子空间，而不影响αβ电流，即添加的pr调节器不影响输出转矩的原有性能。

2.本发明的谐波电流控制方法，在广泛的稳态操作条件下和在动态瞬态过程，具有很好的谐波电流抑制性能。

3.本发明的谐波电流控制方法，在范围广泛的操作条件中，具有降低thd和电流纹波突出能力。

4.本发明的谐波电流控制方法，通过pr调节控制器，实现对特定电流变量idqz进行特征提取，并进行比例增益，实现对其的前馈补偿，很好的抑制了谐波电流。

5.本发明的谐波电流控制方法，在不牺牲转矩/磁链性能的基础上，电压矢量同时满足在αβ和xy子空间的的要求，现有方案固有的不足。

附图说明

图1为现有技术中经典fcs-mpc调压器控制框图；

图2为本发明实施例pr调节器框图；

图3为本发明实施例一种不对称六相永磁同步电机的谐波电流控制框图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

针对基于模型预测的非对称六相永磁同步电动机控制问题，目前采用典型的fcs-mpc控制器方法，抑制非理想的谐波电流。该方法的原理是通过设计代价函数，在fcs-mpc控制器中加入谐波电流控制。该策略的原理图如图1所示。这方法的代价函数必须同时考虑αβ和xy子空间中的错误,dgz坐标下的参考电流应被设置为0，从而使得谐波电流最小。新的代价函数表达如下：

其中：是d轴、q轴、dz、qz电压指令值，为经过变换得到的实际值，k1、k2、k3、k4为权重系数。权重系数必须根据控制目标进行调整，ki的选择是调节转矩/磁链(k1、k2)和效率/失真之间的平衡(k3、k4)。为了获得相同的idz和iqz性能，权系数k3应该等于k4。此外，为了简单起见，k1、k2可以任意设置为1。因此，只有一个参数k3需要调优。

k3的增加会减小谐波电流，但会降低转矩/磁链性能。所以抑制电流谐波与提高转矩/磁链性能两方面，无法同时进行优化。应该注意的是,尽管这两个控制目标可以通过调节k3达到折中的效果,在每个采样周期选择的电压矢量不能同时满足在αβ和xy子空间的要求。原因就是控制集是有限的，理想的电压向量在有可能出现的开关状态下可能并不存在。也就是说，采用经典的fcs-mpc控制器这种方法，并不能很好的抑制电流谐波，同时若想降低电流谐波，是要建立在牺牲转矩/磁链性能的基础上才能实现的。

为了解决上述问题，本发明实施例提供一种不对称六相永磁同步电机的谐波电流控制方法，如图3所示为本发明实施例一种不对称六相永磁同步电机的谐波电流控制框图，包括如下步骤：

s1：将六相永磁同步电机中的电压矢量进行解耦，分别得到dqz坐标系下的电流变量idq、idqz，具体包括如下步骤：

(1)提取六相永磁同步电机的电流信息iabc、iuvw；

(2)对该电流信息iabc、iuvw进行空间矢量解耦，获得xy坐标系下的电流变量iαβ、ixy；

(3)分别对电流变量iαβ、ixy进行dq变换、dqz变换，得到dqz坐标系下的电流变量idq、idqz。

s2：对所述电流变量idq进行fcs-mpc控制，得到指令电压信号

(1)将电流变量idq输入比例积分控制器，获得指令电流信号

(2)枚举所有逆变器的开关状态，获得包含49个独立矢量的控制集vdq，并与电流变量idq、电机角速度ω一同输入预测模型，获得预测值

(3)将所述指令电流信号预测值一同输入代价函数进行评价，选取代价最小的状态值作为指令电压信号其中，代价函数为：

其中：是d轴、q轴电压指令值，为经过变换得到的实际值，k1、k2为权重系数。

s3：对所述电流变量idqz进行pr调节器控制，得到指令电压信号如图2为本发明实施例pr调节器框图，具体而言，包括如下步骤：

(1)计算参考电流与电流变量idqz的误差e，其中，

(2)对该误差e进行谐振增益，获得指令电压信号；

(3)对所述指令电压信号进行前馈补偿，获得电机qz轴、dz轴的耦合后的指令电压信号

(4)将耦合后的指令电压信号通过传递函数输入逆变器，对电机进行驱动。

此外，pr调节器的传递函数gpr(s)为：

其中，kp为比例增益，kr为谐振增益，s为拉普拉斯算子，ωc是谐振调节器的带宽，ω0为谐振增益频率，由于电流变量idqz的主要分量为六次谐波，所以，ω0＝6ω，ω为电机角速度；

系统的传递函数gsys(s)为：

其中：rs与ldqz为阻抗模型下的电机参数，td为系统总延迟时间。

此外，pr调节器控制设计原则如下：(1)工作频率下的幅值响应足够大(≥35db)使得静态误差最小化；(2)相位裕度足够大(≥45°)保证稳定性；(3)共振带宽ωc足够大，以满足高动态响应。

s4：分别对指令电压信号进行dq逆变换、dqz逆变换，得到xy坐标系下的指令电压信号和

s5：对所述指令电压信号和进行空间矢量耦合：

其中，edz和eqz是dqz坐标系下的反电势，ldz和lqz是电机在dqz坐标系下的参数，idz和iqz是dqz坐标系下的电流值，ω是电流频率；

进而得到耦合指令电压信号进而生成控制信号dphs：

其中：dphs＝[da,db,dc,du,dv,dw]^t是各个开关管的占空比，vdc为逆变器的输入电压，vphs＝[va,vb,vc,vu,vv,vw]^t为自然坐标系下的三相电压指令值；

其中：

vdmpc,vqmpc和vαmpc，vβmpc分别是fcs-mpc控制器产生在dq平面和αβ平面的电压矢量，vdzpr，vqzpr和vxpr，vypr分别是由pr谐波调节器生成在dqz坐标系和xy坐标系下的电压矢量；

进而对进行spwm调制，给到逆变器从而控制电机。

本发明的谐波电流控制方法，实现了最小谐波电流控制，结构简单，与经典的fcs-mpc相比,它只需要添加比例谐振调节器在xy子空间，而不影响αβ电流，即添加的pr调节器不影响输出转矩的原有性能。在广泛的稳态操作条件下和在动态瞬态过程，具有很好的谐波电流抑制性能。在范围广泛的操作条件中，具有降低thd和电流纹波突出能力。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。