一种双三相绕组交流电机共模噪声抑制方法和系统与流程

本发明属于电机控制技术领域，更具体地，涉及一种双三相绕组交流电机共模噪声抑制方法和系统。

背景技术：

相比三相交流电机，双三相绕组电机由于相数增加，可以实现电机容量的增加；另外双三相绕组电机具有更多的控制自由度，可实现电机在缺相和故障下的容错运行，提高系统的可靠性。基于以上特点，双三相绕组交流电机广泛应用于舰船电力推进、航空航天和电动汽车等大功率与高可靠性要求的领域。

由于电机驱动系统的变频调速功能由脉宽调制技术结合逆变器的高速开关实现，使电机的绕组中性点存在以高频脉冲序列为特征的共模电压。共模电压通过电机绕组与机壳或者轴承之间的杂散电容和电机接地产生高频的共模电流，使得系统的电磁干扰噪声增加，同时会对电机轴承等部件形成持续的损害，进而缩短了电机的使用寿命，是电机驱动中的主要问题之一。

技术实现要素：

针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种双三相绕组交流电机共模噪声的抑制方法，旨在解决不同类型的双三相绕组交流电机由于存在共模电压，造成系统电磁干扰噪声增加，电机部件受到持续损害，进而导致电机使用寿命缩短的问题。

为实现上述目的，本发明的一方面提供了一种双三相绕组交流电机共模噪声抑制方法，包括以下步骤：

(1)采集转子位置角θ、直流电压信号vdc以及驱动双三相绕组交流电机的驱动电流iabc、iuvw；

(2)根据所述转子位置角θ和所述驱动电流iabc、iuvw，获得静止坐标系下第一三相逆变器各相参考电压vabc和第二三相逆变器各相参考电压vuvw；

(3)根据所述第一三相逆变器各相参考电压vabc、第二三相逆变器各相参考电压vuvw和所述直流电压信号vdc，获得所述第一三相逆变器各相初始脉宽调制信号gabc和所述第二三相逆变器各相初始脉宽调制信号guvw；

(4)分别对所述第一三相逆变器各相初始脉宽调制信号gabc和所述第二三相逆变器各相初始脉宽调制信号guvw进行移相，使同一逆变器中占空比最大或最小的初始脉宽调制信号脉冲边沿内部对消，同时使所述第一三相逆变器中不能内部消除的脉冲边沿与所述第二三相逆变器中不能内部消除的脉冲边沿对消。

优选地，所述步骤(4)的操作方法为：

选择转子位置角θ所处区间内任一个三相逆变器中占空比非最大或非最小的初始脉宽调制信号，将其上升沿移动至设定位置，得到第一个目标脉宽调制信号；

选择同一逆变器中占空比最大或最小的初始脉宽调制信号，使其上升沿与第一个目标脉宽调制信号的下降沿对齐，得到第二个目标脉宽调制信号；

选择同一逆变器中最后一个初始脉宽调制信号，使其上升沿与第二个目标脉宽调制信号的下降沿对齐，得到第三个目标脉宽调制信号；

按照上述方式对另一个三相逆变器的初始脉宽调制信号进行移相，顺次得到第四、第五、第六个目标脉冲调制信号，其中第一、第二、第三个目标脉宽调制信号控制一个三相逆变器开关管动作，第四、第五、第六个目标脉宽调制信号控制另一个三相逆变器开关管动作。

优选地，所述设定位置为1/4或者3/4开关周期位置。

优选地，所述区间的划分结果为：

其中，k为双三相绕组交流电机两套定子绕组之间的夹角。

本发明的另一方面提供了一种应用上述方法的一种抑制双三相绕组交流电机共模噪声的驱动系统，其特征在于，包括：逆变器单元、位置采样单元、电流采样单元、电压采样单元、正弦脉宽调制单元、判断单元和移相单元；

所述逆变器单元包括第一三相逆变器和第二三相逆变器，所述第一三相逆变器和第二三相逆变器与双三相绕组交流电机连接，用于将直流电逆变为交流电流，驱动所述双三相绕组交流电机工作；

所述位置采样单元的输入端与所述双三相绕组交流电机连接，用于采集所述双三相绕组交流电机的转子位置角θ；

所述电流采样单元的输入端与所述逆变器单1的输出端连接，用于采集驱动所述双三相绕组交流电机工作的六相交流电流信号iabc和iuvw；

所述电压采样单元的输入端与所述逆变器单元的直流侧正负端连接，用于采集所述逆变器单元直流侧的直流电压信号vdc；

所述正弦脉宽调制单元的第一输入端与所述电压采样单元的输出端连接，第二输入端与所述电流采样单元的输出端连接，第三输入端与所述位置采样单元的输出端连接，用于根据所述转子位置角θ、直流电压信号vdc和六相交流电流信号iabc、iuvw，输出所述第一三相逆变器各相初始脉宽调制信号gabc和所述第二三相逆变器各相初始脉宽调制信号guvw；

所述判断单元的输入端与所述位置采样单元的输出端连接，用于根据转子位置角θ所处区间，判断第一三相逆变器和第二三相逆变器中最大或最小的初始脉宽调制信号；

所述移相单元的第一输入端与所述正弦脉宽调制单元的输出端连接，第二输入端与所述判断单元的输出端连接，用于执行以下移相操作：

移动转子位置角θ所述区间内任一个三相逆变器中非最大或最小的初始脉宽调制信号，使其上升沿移动至设定位置，得到第一个目标脉宽调制信号；

移动同一逆变器中占空比最大或最小的初始脉宽调制信号，使其上升沿与第一个目标脉宽调制信号的下降沿对齐，得到第二个目标脉宽调制信号；

移动同一逆变器中最后一个初始脉宽调制信号，使其上升沿与第二个目标脉宽调制信号的下降沿对齐，得到第三个目标脉宽调制信号；

按照上述方式对另一个三相逆变器的初始脉宽调制信号进行移相，顺次得到第四、第五、第六个目标脉冲调制信号，其中第一、第二、第三个目标脉宽调制信号控制一个三相逆变器开关管动作，第四、第五、第六个目标脉宽调制信号控制另一个三相逆变器开关管动作。

进一步地，所述双三相绕组交流电机的两套定子绕组均采用星型连接，同时每套定子绕组的三个绕组基波电势均互差120°电角度，两套绕组之间相差k的电角度(0≤k≤60°)，两套定子绕组的中性点既可以保持连接，也可以保持不连接。

进一步地，所述双三相绕组交流电机可以包括感应电机以及永磁同步电机等，用于将电能转化为机械能输出。

总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，能够实现以下有益效果：

(1)本发明通过在传统spwm调制方法的基础上，在每个矢量合成的扇区进行脉冲移相，使同一逆变器中最大或最小的初始脉宽调制信号内部对消，同时使两套三相逆变器中不能内部消除的脉冲边沿相互对消，从而消除双三相绕组电机产生的共模噪声。

(2)本发明控制方法不需要增加硬件，仅通过改进软件算法就可实现，通用性强，能够保护电机轴承，提高系统可靠性。

附图说明

图1为本发明的共模噪声抑制方法的流程图；

图2为本发明的共模噪声抑制方法涉及信号的流向图；

图3为按照传统的脉宽调制算法得到的脉宽调制信号波形图；

图4为按照本发明的共模噪声抑制方法的区间划分图；

图5-8为按照发明的共模噪声抑制方法得到的目标脉宽调制信号波形图；

图9为按照本发明的共模噪声抑制方法在两套三相绕组不同夹角k的情况下产生的六相电流和区间划分图；

图10为按照本发明的共模噪声抑制方法产生的共模电压与按照传统调制算法产生的共模电压对比图；

图11为按照本发明的共模噪声抑制方法产生的共模电流与按照传统调制算法产生的共模电流对比图；

图12为按照本发明的驱动系统的物理组成示意图；

1为逆变器单元，2为双三相绕组电机，3为位置采样单元，4为电流采样单元，5为电压采样单元，6为正弦脉宽调制单元，7为判断单元，8为移相单元。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明提供了一种双三相绕组交流电机共模噪声抑制方法和系统，其目的在于抑制双三相绕组交流电机系统的共模噪声，保护电机轴承，提高系统可靠性。

参考图1，本发明提供的一种双三相绕组交流电机共模噪声抑制方法包括以下步骤：

(1)通过传统的空间矢量解耦控制方法计算静止坐标系下的第一三相逆变器各相的参考电压和第二三相逆变器各相的参考电压；

具体地，参考图2，对采集到的转子位置角θ进行求导，得到双三相绕组交流电机转子的实时角速度w，将w与角速度参考信号wref作差，得到角速度误差信号w_err，对w_err进行pi控制，得到q轴参考电流iqref，d轴、z1轴和z2轴参考电流idref，iz1ref和iz2ref可以根据实际需要进行设置；

采集所述第一三相逆变器和第二三相逆变器当前用于驱动双三相绕组交流电机的六相电流ia、ib、ic、iu、iv以及iw，对所述六相电流进行坐标变换，得到旋转坐标系下的d、q、z1和z2轴实际电流id、iq、iz1和iz2；

具体地变换方法可通过以下变换公式实现：

获取所述实际电流id1、iq1、id2和iq2和所述参考电流id1ref、iq1ref、id2ref和iq2ref对应的差值信号id1_err、iq1_err、id2_err和iq2_err，对所述差值信号分别进行pi控制，得到d1轴、q1轴、d2和q2轴的参考电压vd1、vq1、vd2和vq2；

对所述参考电压vd1、vq1、vd2和vq2进行坐标变换，得到静止坐标系下的六相参考电压va、vb、vc、vu、vv、vw；

具体地变换方法可通过以下公式实现：

(2)通过传统的spwm正弦脉宽调制算法得到对称的初始正弦脉宽调制信号ga、gb、gc、gu、gv以及gw；

具体地，分别将所述六相参考电压除以直流电压信号vdc得到第一三相逆变器以及第二三相逆变器各相的归一化参考电压，将所述归一化参考电压分别与三角载波进行幅值比较，生成如图3所示的初始对称的正弦脉宽调制信号ga、gb、gc、gu、gv以及gw，其中ga、gb、gc为驱动第一三相逆变器开关管动作的脉冲，gu、gv以及gw为驱动第二三相逆变器开关管动作的脉冲，ucm1与ucm2分别为两套逆变器输出的共模电压，可以看出两套逆变器输出的共模电压实时幅值不相反，会在双三相绕组交流电机中产生共模电流。

(3)根据所述初始正弦脉宽调制信号的占空比大小对转子位置角进行区间划分；

具体地，为了确定所述区间划分的原则及依据，需要明确各套绕组脉冲的移相要求；即为了保证移相算法共模电压消除的通用性，需要确保共模电压消除与两套绕组之间的夹角k无关，即所述第一三相逆变器和第二三相逆变器需要构造与夹角k解耦的两个相反的共模电压单元，实现共模电压的消除；

通过正弦脉宽调制法得到的各相pwm信号占空比的表达式为：

其中，da、db、dc、du、dv、dw为各相pwm信号的占空比大小，m为调制系数，θ为转子位置角度；

由各相pwm信号的占空比表达式可以推出恒等式

其中每套三相绕组的各相占空比之和与夹角k无关，因此基于以上恒等式可以考虑对每套绕组构建与k解耦的共模电压单元；

为了构建尽可能简单的共模电压单元以保证两套绕组的共模电压对消，需要共模电压单元的边沿数最少，即同一套绕组内三相pwm信号需要进行开关对消；此时根据转子位置计算的各相pwm信号的占空比关系选择消除特殊相的开关动作，因此可以根据不同相pwm信号占空比的关系划分区间；

例如：当da+db>1且da+dc>1时，abc相的pwm信号a相占空比最大，此时由上述不等式确定的转子位置角θ所处区间为可以在此区间采用同一种移相方式构造共模电压单元；

当dc+db<1且dc+da<1时，abc相的pwm信号c相占空比最小，此时由上述不等式确定的转子位置角θ所处区间为同样可以在此区间采用同一种移相方式构造共模电压单元；

以此类推，由其他不等式组合可以确定abc绕组的转子位置角θ范围分别为最终将转子位置角划分为6个区间；另外uvw采用相同的区间划分方法，其转子位置角区间为abc绕组位置角区间偏移夹角k，即

因此，综合考虑两套绕组的区间范围，可以确定最终的区间划分的结果如图4所示：

其中，θ表示所述转子位置角度。

(4)根据转子位置角所处的区间，对所述初始脉宽调制信号进行移相，得到目标脉宽调制信号，使所述第一三相逆变器和第二三相逆变器输出幅值相反的共模电压，以消除双三相绕组交流电机产生的共模噪声。

具体地，移相原则如下：

1)驱动第一三相逆变器开关动作的三相脉冲信号(以下简称：abc三相脉冲)和驱动第二三相逆变器开关动作的三相脉冲信号(以下简称：uvw三相脉冲)保证存在同一套绕组内的开关对消，构造简化的共模电压单元；

2)选择消除占空比最大或者最小相的脉冲动作，实现在一个基波周期内区间的正常过渡轮换；如当da+db>1且da+dc>1时，a相为abc三相脉冲中占空比最大的脉冲信号，则可以采用b相和c相的pwm脉冲边沿抵消a相脉冲的边沿，获得只有两个脉冲边沿共模电压单元；如当dc+db<1且dc+da<1时，c相为abc三相脉冲中占空比最小的脉冲信号，则可以采用a相和b相的pwm脉冲边沿抵消c相脉冲的边沿，获得只有两个脉冲边沿共模电压单元；

3)选择1/4或者3/4开关周期位置作为两套绕组的起始目标脉宽调制信号的位置，保证两套绕组的共模电压单元在每个开关周期内对称，消除桥臂电流在换扇区时的电流跳变现象；

图5为在第一区间内按照上述原则对初始脉宽调制信号进行移相后得到的目标脉宽调制信号示意图，采取移相步骤如下：

将b相pwm信号gb作为abc相绕组的初始移相信号，移动gb使gb的上升沿处于1/4开关周期位置得到目标脉宽调制信号pwm2；

选择占空比最大的a相的pwm信号ga作为abc相绕组第二个移相信号，移动ga使ga的上升沿与pwm2下降沿对齐得到目标脉宽调制信号pwm1；

移动gc使gc的上升沿与pwm1下降沿对齐得到目标脉宽调制信号pwm3，则pwm3的下降沿必处于3/4开关周期位置；

将w相pwm信号gw作为uvw相绕组的初始移相信号，移动gw使gw的上升沿处于3/4开关周期位置得到目标脉宽调制信号pwm6；

选择占空比最大的u相的pwm信号gu作为uvw相绕组第二个移相信号，移动gu使gu的上升沿与pwm6下降沿对齐得到目标脉宽调制信号pwm4；

移动gv使gv的上升沿与pwm4下降沿对齐得到目标脉宽调制信号pwm5，则pwm5的下降沿必处于1/4开关周期位置而与pwm2上升沿对齐；

采用上述移相方式后，可以保证两套逆变器在第一区间内共模电压保持相反，而与两套绕组的夹角k无关，从而抑制双三相绕组电机的共模噪声，同时共模电压在每个开关周期内保持对称，保证电流平滑无瞬时跳变；

另外此区间还存在其他的移相方式，如图6所示移相顺序为：b-a-c-v-u-w-b；图7所示的移相顺序为：c-a-b-w-u-v-c；图8所示的移相顺序为：c-a-b-v-u-w-c；图5-8所示的目标脉冲信号均可以实现同样的共模抑制效果。在其他扇区遵循移相原则也可以推导出多种移相方式，实现共模抑制效果。

图9为共模噪声抑制算法在两套绕组之间夹角k变化的情况下的六相电流波形及区间切换情况，可以看出随着k的增加，两套绕组对应电流的相位差增加，同时区间范围也发生变化，说明共模噪声抑制算法可以驱动不同类型的双三相绕组交流电机。

图10为在相同工况下进行传统调制算法与本发明提出的共模噪声抑制算法的共模电压对比，可以看出传统调制算法在电机中产生很大的共模电压，而本发明提出的共模噪声抑制算法可以实现对电机总共模电压的消除。

图11为在相同工况下进行一般调制算法与本发明提出的共模噪声抑制算法的共模电流对比，可以看出传统调制算法在电机中会产生较大的共模电流，而本发明提出的共模噪声抑制算法可以实现对电机总共模电流的消除。

如图12所示，本发明还提供了一种双三相绕组交流电机共模噪声的驱动系统，包括：逆变器单元1、位置采样单元3、电流采样单元4、电压采样单元5和正弦脉宽调制单元6、判断单元7、移相单元8；

逆变器单元1包括第一三相逆变器和第二三相逆变器，所述第一三相逆变器和第二三相逆变器与双三相绕组交流电机2连接，用于将直流电逆变为交流电流，驱动双三相绕组交流电机2工作；

位置采样单元3的输入端与双三相绕组交流电机2连接，用于采集双三相绕组交流电机2的转子位置角θ；

电流采样单元4的输入端与逆变器单元1的输出端连接，用于采集驱动双三相绕组交流电机2工作的六相交流电流信号iabc和iuvw；

电压采样单元5的输入端与逆变器单元1的直流侧正负端连接，用于采集逆变器单元1直流侧的直流电压信号vdc；

正弦脉宽调制单元6的第一输入端与电压采样单元5的输出端连接，第二输入端与电流采样单元4的输出端连接，第三输入端与位置采样单元3的输出端连接，用于根据所述转子位置角θ、直流电压信号vdc和六相交流电流信号iabc、iuvw，输出初始脉宽调制信号ga、gb、gc、gu、gv以及gw。

判断单元7的输入端与位置采样单元3的输出端连接，用于根据转子位置角θ所处区间，判断第一三相逆变器和第二三相逆变器中最大或最小的初始脉宽调制信号；

移相单元8的第一输入端与正弦脉宽调制单元6的输出端连接，第二输入端与判断单元7的输出端连接，用于执行以下移相操作：

移动转子位置角θ所处区间所述区间内任一个三相逆变器中非最大或最小的初始脉宽调制信号，使其上升沿移动至设定位置，得到第一个目标脉宽调制信号；

移动同一逆变器中占空比最大或最小的初始脉宽调制信号，使其上升沿与第一个目标脉宽调制信号的下降沿对齐，得到第二个目标脉宽调制信号；

移动同一逆变器中最后一个初始脉宽调制信号，使其上升沿与第二个目标脉宽调制信号的下降沿对齐，得到第三个目标脉宽调制信号；

按照上述方式对另一个三相逆变器的初始脉宽调制信号进行移相，顺次得到第四、第五、第六个目标脉冲调制信号，其中第一、第二、第三个目标脉宽调制信号控制一个三相逆变器开关管动作，第四、第五、第六个目标脉宽调制信号控制另一个三相逆变器开关管动作。

双三相绕组交流电机2的两套定子绕组均采用星型连接，同时每套定子绕组的三个绕组基波电势均互差120°电角度，两套绕组之间相差k的电角度(0≤k≤60°)，两套定子绕组的中性点既可以保持连接，也可以保持不连接；

双三相绕组交流电机2可以包括感应电机以及永磁同步电机等，用于将电能转化为机械能输出。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。