马达控制装置的制作方法

本申请主张于2017年11月16日提出的日本专利申请2017-220992号的优先权，并在此引用其全部内容。

本发明涉及用于对电动马达进行pwm(pulsewidthmodulation：脉冲宽度调制)驱动的马达控制装置。

背景技术：

在矢量控制三相电动马达的马达控制装置中，对每个电流控制周期运算二相电流指令值。基于该二相电流指令值与二相电流检测值的偏差来运算二相电压指令值。通过使用电动马达的旋转角对该二相电压指令值进行二相·三相转换，来运算u相、v相以及w相的相电压指令值(三相电压指令值)。而且，生成分别与该u相、v相以及w相的相电压指令值对应的占空比的u相pwm信号、v相pwm信号以及w相pwm信号，并供给至三相逆变器电路。

构成该三相逆变器电路的6个开关元件被u相pwm信号、v相pwm信号以及w相pwm信号控制。由此，对三相电动马达施加与三相电压指令值相当的电压。由此，控制为在三相电动马达中流动的马达电流与二相电流指令值相等。(参照日本特开平1－50766号公报)

在如上述那样的马达控制装置中，在各pwm周期中各相的输出电压(相电压)的上升时刻和下降时刻，电流在存在于三相电动马达和机架地线之间的寄生电容中流动。由于该电流在机架地线中流动，所以有从机架地线放射噪声的情况。在是安装于车辆的电动助力转向装置(eps)上安装的马达控制装置的情况下，从车辆电源(电池)朝向eps的正负电源供给线较长。因此，在机架地线中流动的噪声电流通过在正负电源供给线和机架地线之间形成的寄生电容，在车辆电源的附近混入正负电源供给线。由于噪声电流在较长的正负电源供给线中流动，所以从线中产生放射噪声。由此，产生共模噪声。

技术实现要素：

本发明的目的之一在于提供一种能够降低共模噪声的马达控制装置。

本发明的一个方式的马达控制装置的结构上的特征在于，是在电流控制周期内包含有多个pwm周期，基于对电流控制周期内的每个pwm周期生成的pwm信号来控制电动马达的马达控制装置，该马达控制装置包括：pwm计数运算单元，对每个电流控制周期，运算三相各相的pwm计数；pwm计数设定单元，将针对上述电流控制周期的各相的pwm计数设定为针对对应的相的该电流控制周期内的各pwm周期的pwm计数；以及共模噪声降低单元，以在上述电流控制周期内的至少一个pwm周期中，由于上述三相中的任意一个相的输出电压而在寄生电容中流动的电流被由于另外两相中的至少一个相的输出电压而在寄生电容中流动的电流抵消的方式，变更针对该另外两相中的至少一个相的pwm周期的pwm计数，上述共模噪声降低单元包含有pwm计数变更单元，该pwm计数变更单元变更针对各相的上述电流控制周期内的各pwm周期的pwm信号中上述另外两相中的至少一个相的pwm计数，使得不变更该相的pwm计数在该电流控制周期内的合计值，且在至少一个pwm周期中，该相的输出电压波形成为使上述任意一个相的输出电压波形反转后的波形。

附图说明

通过以下参照附图对本发明的优选实施方式进行的详细描述，本发明前述的和其它的特点和优点得以进一步明确。其中，附图标记表示本发明的要素，其中，

图1是表示应用本发明的一个实施方式的马达控制装置的电动助力转向装置的简要结构的示意图。

图2是表示ecu的电气结构的框图。

图3是主要表示马达驱动电路的结构的电气电路图。

图4a是表示pwm信号的周期tc与电流控制周期ta的关系的示意图。

图4b是表示载波波形的波形图。

图4c是用于对pwm信号的生成方法进行说明的示意图。

图5是表示针对检测转向操纵转矩t的辅助电流值ia^＊的设定例的图。

图6是用于对由共模噪声降低部进行的共模噪声降低的基本思想进行说明的说明图。

图7是表示着眼于共模噪声电流的等效电路的电路图。

图8是用于对共模噪声降低部的动作的一个例子进行说明的流程图。

图9是主要表示pwm计数与各相的上段fet指令以及下段fet指令的关系的示意图。

图10a是表示电流从上段fet和下段fet的连接点朝向电动马达侧流动的状态下的死区期间中的电流路径的图。

图10b是表示电流从电动马达侧朝向上段fet和下段fet的连接点流动的状态下的死区期间中的电流路径的图。

图11a是表示通过步骤s1设定的各相的pwm周期单位的pwm计数的一个例子的示意图。

图11b是表示通过步骤s2设定的各相的pwm周期单位的pwm计数的一个例子的示意图。

图12a是表示两种幅度模式的一个例子的示意图。

图12b是表示v相和w相的每个pwm周期的幅度的一个例子的示意图。

图12c是表示针对各pwm周期的各相的最终的pwm计数的一个例子的示意图。

图12d是表示对应于与图12c所示的最终的pwm计数相应的各相电压的电平变化定时的pwm计数的示意图。

图13a是表示通过步骤s1设定的各相的pwm周期单位的pwm计数的另一例子的示意图。

图13b是表示通过步骤s2设定的各相的pwm周期单位的pwm计数的另一例子的示意图。

图14a是表示两种幅度模式的一个例子的示意图。

图14b是表示u相和w相的每个pwm周期的幅度的一个例子的示意图。

图14c是表示针对各pwm周期的各相的最终的pwm计数的一个例子的示意图。

图14d是表示对应于与图14c所示的最终的pwm计数相应的各相电压的电平变化定时的pwm计数的示意图。

具体实施方式

以下，参照附图对将本发明应用于电动助力转向装置的情况的实施方式进行详细说明。图1是表示应用本发明的一个实施方式的马达控制装置的电动助力转向装置的简要结构的示意图。电动助力转向装置(eps:electricpowersteering)1具备方向盘2、转向机构4以及转向操纵辅助机构5。方向盘2是用于操纵车辆转向的转向操纵部件。转向机构4与方向盘2的旋转连动而使转向轮3转向。转向操纵辅助机构5辅助驾驶员的转向操纵。方向盘2和转向机构4经由转向轴6以及中间轴7机械连结。

转向轴6包含与方向盘2连结的输入轴8和与中间轴7连结的输出轴9。输入轴8和输出轴9经由扭杆10以能够相对旋转的方式连结。在扭杆10的附近配置有转矩传感器11。转矩传感器11基于输入轴8和输出轴9的相对旋转位移量，来检测对方向盘2赋予的转向操纵转矩t。在本实施方式中，由转矩传感器11检测到的转向操纵转矩t例如将用于朝向右方的转向操纵的转矩检测为正值，将用于朝向左方的转向操纵的转矩检测为负值。其绝对值越大，转向操纵转矩的大小越大。

转向机构4由包含小齿轮轴13和作为转向轴的齿条轴14的齿条小齿轮机构构成。在齿条轴14的各端部，经由转向横拉杆15以及转向节臂(图示省略)连结有转向轮3。小齿轮轴13与中间轴7连结。小齿轮轴13与方向盘2的转向操纵连动而旋转。在小齿轮轴13的前端(图1中下端)连结有小齿轮16。

齿条轴14沿着汽车的左右方向延伸成直线状。在齿条轴14的轴向的中间部，形成有与小齿轮16啮合的齿条17。通过该小齿轮16和齿条17，小齿轮轴13的旋转被转换为齿条轴14的轴向移动。通过使齿条轴14沿轴向移动，能够使转向轮3转向。

若方向盘2被转向操纵(旋转)，则该旋转经由转向轴6以及中间轴7传递至小齿轮轴13。小齿轮轴13的旋转通过小齿轮16以及齿条17转换为齿条轴14的轴向移动。由此，转向轮3被转向。转向操纵辅助机构5包含转向操纵辅助用的电动马达18、和用于将电动马达18的输出转矩传递至转向机构4的减速机构19。在本实施方式中，电动马达18是三相无刷马达。在电动马达18配置有用于检测电动马达18的转子的旋转角的例如由分解器构成的旋转角传感器23。减速机构19由包含蜗杆轴20和与该蜗杆轴20啮合的蜗轮21的蜗轮蜗杆机构构成。

蜗杆轴20被电动马达18旋转驱动。蜗轮21以能够与转向轴6一体旋转的方式与其连结。蜗轮21被蜗杆轴20旋转驱动。若蜗杆轴20被电动马达18旋转驱动，则蜗轮21被旋转驱动，而转向轴6旋转。转向轴6的旋转经由中间轴7传递至小齿轮轴13。小齿轮轴13的旋转被转换为齿条轴14的轴向移动。由此，转向轮3被转向。即，通过利用电动马达18旋转驱动蜗杆轴20，能够进行基于电动马达18的转向操纵辅助。

车辆中设置有用于检测车速v的车速传感器24。由转矩传感器11检测的转向操纵转矩t、由车速传感器24检测的车速v、旋转角传感器23的输出信号等被输入至ecu(电子控制单元：electroniccontrolunit)12。ecu12基于这些输入信号来控制电动马达18。

图2是表示ecu12的整体的电气结构的框图。ecu12包含微型计算机31和被微型计算机31控制向电动马达18供给电力的马达驱动电路32。图3是主要表示马达驱动电路32的结构的电气电路图。电动马达18例如是三相无刷马达，具备作为激磁的转子(图示省略)和包含u相、v相以及w相的定子线圈18u、18v、18w(参照图3)的定子。

马达驱动电路32是三相逆变器电路。马达驱动电路32包含与电源(电池)100串联连接的平滑电容器101、多个开关元件111～116以及多个二极管121～126。平滑电容器101连接在电源100的两个端子间。在本实施方式中，各开关元件111～116由n沟道型的mosfet(metaloxidesemiconductorfieldeffecttransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)构成。以下，有将开关元件111～116称为fet111～116的情况。

多个fet111～116包含u相用的上段fet111和与该u相用的上段fet111串联连接的u相用的下段fet112、v相用的上段fet113和与该v相用的上段fet113串联连接的v相用的下段fet114、以及w相用的上段fet115和与该w相用的上段fet115串联连接的w相用的下段fet116。各开关元件111～116分别与二极管121～126反并联连接。

上段fet111、113、115的漏极与平滑电容器101的正极侧端子连接。上段fet111、113、115的源极分别与下段fet112、114、116的漏极连接。下段fet112、114、116的源极与平滑电容器101的负极侧端子连接。u相的上段fet111和下段fet112的连接点与电动马达18的u相定子线圈18u连接。v相的上段fet113和下段fet114的连接点与电动马达18的v相定子线圈18v连接。w相的上段fet115和下段fet116的连接点与电动马达18的w相定子线圈18w连接。各fet111～116基于从后述的pwm输出部48(参照图2)输出的pwm信号来控制。

在图3中，电源100安装于车辆。电源100的负(－)极与车辆的金属性的机架(底盘)130电连接。因此，机架130与电源100的负极同电位。安装有电动马达18的电动助力转向装置1通过螺栓等安装于机架130。ecu的正电源线、负电源线分别通过较长的线与电源100的正负极连接。因此，在电动马达18和机架130之间存在寄生电容c1。在连接电源100和电动助力转向装置1的正负电源线与机架地线之间存在寄生电容c2、c3。

返回到图2，在用于连接马达驱动电路32和电动马达18的电力供给线上设置有2个电流传感器33、34。这些电流传感器33、34被设置为能够检测用于连接马达驱动电路32和电动马达18的3根电力供给线中的2根电力供给线中流动的相电流。微型计算机31具备cpu以及存储器(rom、ram、非易失性存储器等。)。微型计算机31通过执行规定的程序来作为多个功能处理部发挥功能。该多个功能处理部包括辅助电流值设定部41、电流指令值设定部42、电流偏差运算部43、pi(比例积分)控制部44、二相·三相转换部45、pwm占空比运算部(pwmduty运算部)46、共模噪声降低部47、pwm输出部48、三相·二相转换部49、旋转角运算部50、旋转速度运算部51以及旋转角推断部52。

如图4a所示，pwm信号的周期(以下，称为“pwm周期”。)tc比电流控制周期ta小。在这里，所谓的电流控制周期ta是马达电流的控制回路的运算周期。该电流控制周期ta考虑程序的规模、微型计算机31的运算能力等来决定。在本实施方式中，在本次的电流控制周期ta内的最初的定时，通过pwm占空比运算部46来更新pwm占空比，并输出更新后的pwm占空比cu、cv、cw。在本实施方式中，tc是ta的1/10。换言之，电流控制周期ta内包含10个周期的量的pwm周期tc。有将10个周期的量的pwm周期tc的最开始的周期称为第一个周期，将其以后的周期称为第二个、第三个、…、第九个、第十个周期的情况。有用i(i＝1、2、…、9、10)表示pwm周期的周期编号的情况。pwm信号的频率(＝1/tc)被称为载波频率。

对本实施方式中的pwm波形生成方法进行说明。在微型计算机31内，用未图示的计数器向上计数以及向下计数由未图示的时钟产生器生成的pwm时钟频率的时钟。若在横轴上取时间、在纵轴上取计数值来图示该计数器的计数值，则如图4b所示。在这里，计数值解释为无符号整数。有将计数值称为载波计数的情况。在本实施方式中，图4b的波形为载波波形。载波波形是三角波。三角波的1个周期与tc相等。根据载波波形的最大值，换句话说计数值的最大值，来决定pwm信号的频率(载波频率)。在本实施方式中，pwm时钟频率为100[mhz]，pwm信号的频率(以下，称为“pwm频率”。)设定为100[khz]。因此，计数值的最大值为100，000，000÷100，000÷2＝500。为了向上向下计数，100，000，000/100，000除以2。

如图4c所示，pwm输出部48(参照图2)对赋予的pwm计数和计数器的计数值进行比较，并对马达驱动电路32(参照图2)输出high信号或者low信号。pwm输出部48例如在计数器的计数值≥pwm计数成立的期间输出high信号(或者low信号)，除此以外输出low信号(或者high信号)。该high信号以及low信号为pwm信号。

在本实施方式中，作为pwm周期tc内的上段fet和下段fet的导通截止状态的变化模式(导通截止模式)，有以下的2个模式。

第一导通截止模式：从载波计数开始观察，按照上段fet导通状态→下段fet导通状态→上段fet导通状态变化的模式。

第二导通截止模式：从载波计数开始观察，按照下段fet导通状态→上段fet导通状态→下段fet导通状态变化的模式。

在本实施方式中，u相、v相以及w相中的2相的上下段fet被控制成为第一导通截止模式以及第二导通截止模式中的任意一方的相同的模式，剩余的一个相的上下段fet被控制成为另一方的模式。有将上下段fet被控制为一方的导通截止模式的2个相中的一相称为a相，将另一相称为b相，将剩余的一个相称为c相的情况。

在本实施方式中，针对u相以及w相的pwm周期tc内的导通截止模式被控制为第一导通截止模式，针对v相的pwm周期tc内的导通截止模式被控制为第二导通截止模式。因此，在本实施方式中，u相以及w相中的一方相当于a相，另一方相当于b相，v相相当于c相。

返回到图2，旋转角运算部50基于旋转角传感器23的输出信号，对每个电流控制周期ta运算电动马达18的转子的旋转角θ(电角度)。由旋转角运算部50运算的转子旋转角θ被赋予给三相·二相转换部49、旋转速度运算部51以及旋转角推断部52。在本实施方式中，获取(检测)转子旋转角θ的定时是电流控制周期ta的中央时刻。

旋转速度运算部51通过对由旋转角运算部50运算的转子旋转角θ进行时间微分，来运算电动马达18的转子的旋转速度(角速度)ω。由旋转速度运算部51运算的旋转速度ω被赋予给旋转角推断部52。旋转角推断部52使用在前一次的电流控制周期ta中获取的前一次的电流控制周期ta的中央时刻的转子旋转角θ(m－1)，基于下式(1)，来推断下一次的电流控制周期ta的中央时刻的转子旋转角θ(m+1)。

θ(m+1)＝θ(m－1)+ω·2ta…(1)

由旋转角推断部52推断出的下一次的电流控制周期ta中的转子旋转角θ(m+1)被赋予给二相·三相转换部45。辅助电流值设定部41基于由转矩传感器11检测的检测转向操纵转矩t和由车速传感器24检测的车速v，对每个电流控制周期ta设定辅助电流值ia^＊。针对检测转向操纵转矩t的辅助电流值ia^＊的设定例如图5所示。对于检测转向操纵转矩t而言，例如用于向右方的转向操纵的转矩取为正值，用于向左方的转向操纵的转矩取为负值。辅助电流值ia^＊在应从电动马达18产生用于右方转向操纵的转向操纵辅助力时取正值，在应从电动马达18产生用于左方转向操纵的转向操纵辅助力时取负值。辅助电流值ia^＊针对检测转向操纵转矩t的正值取正，针对检测转向操纵转矩t的负值取负。

在检测转向操纵转矩t为－t1～t1(例如，t1＝0.4n·m)的范围(转矩死区)的微小值时，辅助电流值ia^＊为零。在检测转向操纵转矩t为－t1～t1的范围外的值的情况下，辅助电流值ia^＊被设定为检测转向操纵转矩t的绝对值越大，其绝对值越大。辅助电流值ia^＊被设定为由车速传感器24检测的车速v越大，其绝对值越小。由此，在低速行驶时转向操纵辅助力被增大，在高速行驶时转向操纵辅助力被减小。

电流指令值设定部42基于由辅助电流值设定部41设定的辅助电流值ia^＊，将应在dq坐标系的坐标轴上流动的电流值设定为电流指令值。具体而言，电流指令值设定部42设定d轴电流指令值id^＊和q轴电流指令值iq^＊(以下，在对它们进行统称时称为“二相电流指令值idq^＊”。)。进一步具体而言，电流指令值设定部42将q轴电流指令值iq^＊设为由辅助电流值设定部41设定的辅助电流值ia^＊，另一方面，将d轴电流指令值id^＊设为零。由电流指令值设定部42设定的二相电流指令值idq^＊被赋予给电流偏差运算部43。

三相·二相转换部49首先根据由电流传感器33、34检测的2个相的相电流，运算u相电流iu、v相电流iv以及w相电流iw(以下，在对它们进行统称时，称为“三相检测电流iuvw”。)。而且，三相·二相转换部49将uvw坐标系的三相检测电流iuvw坐标转换为dq坐标系的二相检测电流idq。二相检测电流idq由d轴检测电流id和q轴检测电流iq构成。在该坐标转换中，使用由旋转角运算部50运算的转子旋转角θ。

电流偏差运算部43运算d轴检测电流id相对于d轴电流指令值id^＊的偏差和q轴检测电流iq相对于q轴电流指令值iq^＊的偏差。这些偏差被赋予给pi控制部44。pi控制部44通过进行针对由电流偏差运算部43运算的电流偏差的pi运算，生成应对电动马达18施加的二相电压指令值vdq^＊(d轴电压指令值vd^＊以及q轴电压指令值vq^＊)。该二相电压指令值vdq^＊被赋予给二相·三相转换部45。

二相·三相转换部45使用在本次的电流控制周期ta中由旋转角推断部52运算的针对下一次的电流控制周期ta的旋转角推断值θ(m+1)，对在本次的电流控制周期ta中由pi控制部44运算的二相电压指令值vdq^＊进行二相·三相转换。由此，运算针对下一次的电流控制周期ta的三相电压指令值vuvw^＊。三相电压指令值vuvw^＊由u相电压指令值vu^＊、v相电压指令值vv^＊以及w相电压指令值vw^＊构成。由此，得到针对下一次的电流控制周期ta的三相电压指令值vuvw^＊。

由二相·三相转换部45得到的针对下一次的电流控制周期ta的三相电压指令值vuvw^＊被赋予给pwm占空比运算部46。pwm占空比运算部46基于针对下一次的电流控制周期ta的三相电压指令值vuvw^＊，生成针对下一次的电流控制周期ta的u相pwm计数(pwm占空比)、v相pwm计数以及w相pwm计数，并赋予给共模噪声降低部47。

上下段fet被控制为第一导通截止模式的u相的pwm计数例如以如下的方式求出。即，pwm占空比运算部46使用由二相·三相转换部45得到的针对某个电流控制周期ta的u相电压指令值vu^＊和pwm最大计数数cmax，并基于下式(2)，来运算针对该电流控制周期ta的u相pwm计数cu。

cu＝vu^＊×(cmax/vb)

＝vu^＊×(500/vb)…(2)

在上述式(2)中，vb是马达驱动电路32的电源电压(电源100的输出电压)。上下段fet被控制为第一导通截止模式的w相pwm计数cw能够通过代替上述式(2)的右边的u相电压指令值vu^＊而使用w相电压指令值vw^＊来运算。

上下段fet被控制为第二导通截止模式的v相pwm计数cv以如下的方式来求出。即，pwm占空比运算部46使用由二相·三相转换部45得到的针对某个电流控制周期ta的v相电压指令值vv^＊和pwm最大计数数cmax，并基于下式(3)，来运算针对该电流控制周期ta的v相pwm计数cv。

cv＝pwm计数的最大值－{vv^＊×(pwm计数的最大值/vb)}

＝pwm计数的最大值－{vv^＊×(500/vb)}…(3)

在上述式(3)中，vb是马达驱动电路32的电源电压(电源100的输出电压)。共模噪声降低部47是为了通过将由于马达驱动电路32内的至少一个相的开关元件的导通截止而产生的噪声电流的一部分通过由于其他相的开关元件的导通截止而产生的噪声电流的一部分抵消来降低共模噪声而设置的。共模噪声降低部47对从pwm占空比运算部46赋予的针对下一次的电流控制周期ta的u相pwm计数cu、v相pwm计数cv以及w相pwm计数cw，进行用于降低共模噪声的处理(噪声降低处理)。由此，得到针对下一次的电流控制周期ta内的各pwm周期tc的u相pwm计数、v相pwm计数以及w相pwm计数。关于共模噪声降低部47的动作的详细内容后述。

由共模噪声降低部47进行噪声降低处理后的针对下一次的电流控制周期ta内的各pwm周期tc的u相pwm计数、v相pwm计数以及w相pwm计数被赋予给pwm输出部48。pwm输出部48遍及多个电流控制周期存储从共模噪声降低部47赋予的针对电流控制周期ta内的各pwm周期tc的u相pwm计数、v相pwm计数以及w相pwm计数。pwm输出部48基于在前一次的电流控制周期ta中从共模噪声降低部47赋予的针对本次的电流控制周期ta内的各pwm周期tc的u相pwm计数、v相pwm计数以及w相pwm计数，生成针对本次的电流控制周期ta内的各pwm周期tc的u相pwm信号、v相pwm信号以及w相pwm信号，并赋予给马达驱动电路32。具体而言，pwm输出部48对本次的电流控制周期ta内的每个pwm周期tc，生成分别与针对该电流控制周期ta内的各pwm周期tc的u相pwm计数、v相pwm计数以及w相pwm计数对应的占空比的u相pwm信号、v相pwm信号以及w相pwm信号，并供给到马达驱动电路32。

构成马达驱动电路32的6个fet111～116被从pwm输出部48赋予的pwm信号控制。由此，与每个pwm周期tc的三相电压指令值vuvw^＊相当的电压被施加给电动马达18的各相的定子线圈18u、18v、18w。电流偏差运算部43和pi控制部44构成电流反馈控制单元。通过该电流反馈控制单元的动作，在电动马达18中流动的马达电流被控制为接近由电流指令值设定部42设定的二相电流指令值idq^＊。

以下，对共模噪声降低部47进行详细说明。首先，参照图6，对由共模噪声降低部47进行的共模噪声降低的基本思想进行说明。在三相中的某一个相的输出电压(以下，称为第一相电压)的波形为图6(a)的情况下，由于第一相电压而在存在于电动马达18与机架地线之间的寄生电容c1(参照图3)中流动的电流如图6(c)所示。换句话说，在第一相电压的下降时刻t1，－方向的电流在寄生电容c1中流动，在第一相电压的上升时刻t2，+方向的电流在寄生电容c1中流动。

因此，若使另外2个相中的一相的输出电压(以下，称为第二相电压)的波形如图6(b)所示，成为使图6(a)的第一相电压的波形反转后的波形，则由于第二相电压而在存在于电动马达18与机架地线之间的寄生电容c1(参照图3)中流动的电流如图6(d)所示。换句话说，在第二相电压的上升时刻t1，+方向的电流在寄生电容c1中流动，在第二相电压的下降时刻t2，－方向的电流在寄生电容c1中流动。因此，在时刻t1和时刻t2的每个时刻，由于第一相电压而在寄生电容c1中流动的电流与由于第二相电压而在寄生电容c1中流动的电流抵消。因此，如图6(e)所示，在存在于正负的电源线与机架地线之间的寄生电容c2、c3(参照图3)中流动的电流降低。

图7是着眼于共模噪声电流的等效电路。第一相电压、第二相电压能够视为噪声产生源。能够视为电源100在如共模噪声电流那样的交流上正负电极间被短路。在图7中，由于第一相电压，共模噪声电流如实线箭头那样流动。由于第二相电压，共模噪声电流如点划线的箭头那样流动。因此，由于在寄生电容c2、c3中流动的各共模噪声电流的朝向相互相反，所以相互抵消，作为结果总的共模噪声电流降低。

共模噪声降低部47以在电流控制周期内的至少一个pwm周期中，由于三相中的规定的一个相的输出电压而在寄生电容中流动的电流被由于另外两相中的至少一个相的输出电压而在寄生电容中流动的电流抵消的方式，变更针对该另外两相中的至少一个相的pwm周期的pwm计数。

图8是用于对共模噪声降低部的动作的一个例子进行说明的流程图。共模噪声降低部47(参照图2)首先将从pwm占空比运算部46赋予的针对下一次的电流控制周期ta的u相、v相以及w相的pwm计数cu、cv以及cw设定为针对下一次的电流控制周期ta内的各pwm周期tc的u相、v相以及w相的pwm计数cu、cv以及cw(步骤s1)。

图11a是表示在步骤s1中设定的电流控制周期ta内的各pwm周期tc中的u相、v相以及w相的pwm计数cu、cv以及cw的一个例子的示意图。接下来，共模噪声降低部47对每一相设定考虑了死区的开关定时(步骤s2)。

图9是主要表示pwm计数与各相的上段fet指令以及下段fet指令的关系的示意图。换言之，是用于对pwm输出部48(参照图2)的针对各相的动作的一个例子进行说明的示意图。在本实施方式中，如上所述，载波波形是三角波，pwm计数能够输出的计数被设定为0～500。另外，在本实施方式中，将与死区相当的计数值设为10。

对上下段fet被控制为第一导通截止模式的u相以及w相(第一导通截止模式相)的上段fet指令以及下段fet指令进行说明。在载波计数大于pwm计数时，以u相以及w相的上段fet指令成为截止指令的方式，设定u相以及w相的上段fet的开关定时。换句话说，若在载波计数的向上计数中载波计数与pwm计数相等(时刻t2)，则如图9(a)所示，u相以及w相的上段fet指令从导通指令变化为截止指令。而且，若在载波计数的向下计数中载波计数等于pwm计数(时刻t5)，则u相以及w相的上段fet指令从截止指令变化为导通指令。

如图9(b)所示，若从时刻t2经过死区td(时刻t3)，则u相以及w相的下段fet指令从截止指令变化为导通指令。在比时刻t5早死区td的时刻(时刻t4)，u相以及w相的下段fet指令从导通指令变化为截止指令。对上下段fet被控制为第二导通截止模式的v相(第二导通截止模式相)的上段fet指令以及下段fet指令进行说明。在本实施方式中，在载波计数大于pwm计数时，以v相的上段fet指令成为导通指令的方式，设定v相的上段fet的开关定时。换句话说，若在载波计数的向上计数中载波计数等于pwm计数(时刻t2)，则如图9(e)所示，v相的上段fet指令从截止指令变化为导通指令。若在载波计数的向下计数中载波计数等于pwm计数(时刻t5)，则v相的上段fet指令从导通指令变化为截止指令。

如图9(f)所示，在比时刻t2早死区td的时刻(时刻t1)，v相的下段fet指令从导通指令变化为截止指令。若从时刻t5经过死区td(时刻t6)，则v相的下段fet指令从截止指令变化为导通指令。对于死区期间中的某一相的输出电压(相电压)，参照图10a以及图10b进行说明。在这里，以u相为例进行说明，但在另外2个相中也相同。

如图10a的i所示，在电流从上段fet111和下段fet112的连接点朝向电动马达18侧流动的状态下，在死区期间中，如箭头141所示，电流流过与下段fet112反并联连接的二极管122。因此，在死区期间中，输出电压(相电压)vu为l电平。因此，相电压vu的l电平的期间与上段fet111的截止期间相同。

另一方面，如图10b的i所示，在电流从电动马达18侧朝向上段fet111和下段fet112的连接点流动的状态下，在死区期间中，如箭头142所示，电流流过与上段fet111反并联连接的二极管121。因此，在死区期间中，输出电压(相电压)vu为h电平。因此，相电压vu的l电平的期间比上段fet111的截止期间短。换言之，相电压vu的h电平的期间比上段fet111的导通期间长。

在作为第一导通截止模式相的u相以及w相中，pwm计数为pwm计数最大值的1/2以上(250以上)的情况下，与pwm计数小于pwm计数最大值的1/2的情况相比，上段fet的导通时间长。因此，在本实施方式中，为了便于说明，在pwm计数为250以上的情况下，认为是电流从上段fet和下段fet的连接点朝向电动马达18侧流动的状态(图10a所示的状态)。因此，认为在死区期间中，输出电压(相电压)为l电平。因此，在该情况下，由于认为相电压如图9(c)所示那样变化，所以相电压的电平变化定时和上段fet的开关定时一致。

另一方面，在u相以及w相中，在pwm计数小于pwm计数最大值的1/2(小于250)的情况下，与pwm计数为pwm计数最大值的1/2以上的情况相比，上段fet的导通时间短。因此，在本实施方式中为了便于说明，在pwm计数小于250的情况下，认为是电流从电动马达18侧朝向上段fet和下段fet的连接点流动的状态(图10b所示的状态)。因此，认为在死区期间中，输出电压(相电压)是h电平。因此，在该情况下，由于认为相电压如图9(d)所示那样变化，所以相电压的电平变化定时和上段fet的开关定时不一致。上段fet的开关定时与相电压的电平变化定时一致的虚拟的pwm计数(考虑了死区的开关定时)成为对实际的pwm计数加上与死区相当的计数值(在本实施方式中为“10”)所得的值。

在作为第二导通截止模式相的v相中，在pwm计数为pwm计数最大值的1/2以上(250以上)的情况下，与pwm计数小于pwm计数最大值的1/2以上的情况相比，上段fet的导通时间短。因此，在本实施方式中为了便于说明，在pwm计数为250以上的情况下，认为是电流从电动马达18侧朝向上段fet和下段fet的连接点流动的状态(图10b所示的状态)。因此，在死区期间中，认为输出电压(相电压)为h电平。因此，在该情况下，由于认为相电压如图9(g)所示那样变化，所以相电压的电平变化定时和上段fet的开关定时不一致。上段fet的开关定时与相电压的电平变化定时一致的虚拟的pwm计数(考虑了死区的开关定时)成为对实际的pwm计数减去与死区相当的计数值(在本实施方式中为“10”)所得的值。

另一方面，在v相中，在pwm计数小于pwm计数最大值的1/2(小于250)的情况下，与pwm计数为pwm计数最大值的1/2以上的情况相比，上段fet的导通时间长。因此，在本实施方式中为了便于说明，在pwm计数小于250的情况下，认为是电流从上段fet和下段fet的连接点朝向电动马达18侧流动的状态(图10a所示的状态)。因此，认为在死区期间中，输出电压(相电压)是l电平。因此，在该情况下，由于认为相电压如图9(h)所示那样变化，所以相电压的电平变化定时和上段fet的开关定时一致。

在本实施方式中，为了便于说明，在各相中，基于pwm计数是否为pwm计数最大值的1/2以上来推断相电流的方向，但也可以检测相电流，并基于该检测值来推断相电流的方向。在步骤s2中，共模噪声降低部47对在步骤s1中设定的各相的pwm周期tc的每个pwm计数，运算与该相的输出电压(相电压)的电平变化定时对应的pwm计数(实际定时中的pwm计数)。

具体而言，共模噪声降低部47对于针对下一次的电流控制周期ta内的各pwm周期tc的u相和w相的pwm计数cu和cw中的250以上的pwm计数，将其值保持原样设定为与该相的输出电压(相电压)的电平变化定时对应的pwm计数。对于u相和w相的pwm计数cu和cw中小于250的pwm计数，共模噪声降低部47将对其值加上与死区相当的计数值(在本实施方式中为“10”)所得的值设定为与该相的输出电压(相电压)的电平变化定时对应的pwm计数。

共模噪声降低部47对于针对下一次的电流控制周期ta内的各pwm周期tc的v相的pwm计数cv中250以上的pwm计数，将从其值中减去与死区相当的计数值(在本实施方式中为“10”)所得的值设定为与该相的输出电压(相电压)的电平变化定时对应的pwm计数。

对于v相的pwm计数cv中小于250的pwm计数，共模噪声降低部47将其值保持原样设定为与该相的输出电压(相电压)的电平变化定时对应的pwm计数。在通过步骤s1设定的各相的pwm周期单位的pwm计数为图11a的情况下，通过步骤s2设定的各相的pwm周期单位的pwm计数如图11b所示。若对图11a和图11b进行比较，则可知v相的pwm计数cv从300变化为290，w相的pwm计数cw从100变化为110。

接下来，共模噪声降低部47将各相中具有通过步骤s2的处理设定的pwm计数中最接近pwm计数最大值(在本实施方式中为“500”)或者最小值(在本实施方式中为“0”)的pwm计数的相设定为标准相(步骤s3)。在图11b的例子中，由于u相(相当于a相或者b相)的pwm计数cu(cu＝400)最接近500或者0，所以u相被设定为标准相。在本实施方式中，在a相和b相中的一方被设定为标准相的情况下，将被设定为标准相的相称为a相，将另一方称为b相。在本实施方式中，如上所述，在u相被设定为标准相的情况下，u相为a相，w相为b相。

接下来，共模噪声降低部47判别标准相是否是a相或者b相(步骤s4)。在图11b的例子中，由于u相被设定为标准相，所以判别为标准相是a相或者b相。在判别为标准相是a相或者b相的情况下(步骤s4：是)，共模噪声降低部47进行第一pwm计数变更处理(步骤s5)。

以图11a和图11b为例，对第一pwm计数变更处理进行详细说明。在图11b的例子中，如上所述，u相被设定为标准相。共模噪声降低部47将c相(v相)分配为为了抵消作为标准相的a相(u相)的噪声电流而变更pwm计数的第一计数变更对象相。共模噪声降低部47将a相和b相中与标准相不同的一个相(在本例中为b相(w相))分配为用于抵消计数变更后的c相(v相)的噪声电流的第二计数变更对象相。

共模噪声降低部47对各计数变更对象相(在本例中，为c相(v相)和b相(w相))设定用于抵消噪声电流的幅度。关于某个计数变更对象相，为了以不变更电流控制周期ta内的pwm计数值的合计值的方式来变更pwm计数值，可以对该计数变更对象相的pwm计数值加上例如与图12a所示的第一幅度模式相应的幅度或者与图12a所示的第二幅度模式相应的幅度。图12a内的x是用于规定幅度的绝对值的幅度规定值。在本实施方式中，对第一计数变更对象相(c相(v相))分配第一幅度模式，对第二计数变更对象相(b相(w相))分配第二幅度模式。

共模噪声降低部47基于通过步骤s2的处理设定的pwm计数，以如下的方式运算分别针对第一计数变更对象相(c相(v相))以及第二计数变更对象相(b相(w相))的幅度规定值x。共模噪声降低部47对c相(v相)的pwm计数与应抵消噪声电流的标准相(a相(u相))的pwm计数之差的绝对值进行运算来作为针对c相(v相)的幅度规定值x。在本例中，针对c相(v相)的幅度规定值x为110(＝400－290)。由此，对c相(v相)的pwm计数加上针对c相(v相)的幅度规定值x所得的第一运算值为400(＝290+110)。从c相(v相)的pwm计数中减去针对c相(v相)的幅度规定值x所得的第二运算值为180(＝290－110)。

共模噪声降低部47对第一运算值和第二运算值中与作为标准相的a相(u相)的pwm计数值不同的一方的值(在本例中为第二运算值)与b相(w相)的pwm计数之差的绝对值进行运算来作为针对b相(w相)的幅度规定值x。在本例中，针对b相(w相)的幅度规定值x为70(＝180－110)。

共模噪声降低部47基于这样运算出的针对各计数变更对象相的幅度规定值x和应用于该相的幅度模式，来设定针对各计数变更对象相的各pwm周期tc的幅度。基于图11b所示的各相的pwm周期单位的pwm计数设定的c相(v相)和b相(w相)的各pwm周期tc的幅度如图12b所示。

接下来，共模噪声降低部47根据针对各计数变更对象相的幅度，来变更通过步骤s1设定的计数变更对象相的pwm计数。更具体而言，共模噪声降低部47对通过步骤s1设定的针对各pwm周期tc的计数变更对象相的pwm计数加上计数变更对象相的幅度。由此，共模噪声降低部47变更针对各pwm周期tc的计数变更对象相的pwm计数。由此，第一pwm计数变更处理结束。

接下来，共模噪声降低部47将步骤s5的第一pwm计数变更处理后的针对各pwm周期的u相、v相以及w相的pwm计数cu、cv以及cw作为针对下一次的电流控制周期ta内的各pwm周期tc的最终的u相、v相以及w相的pwm计数cu、cv以及cw，并赋予给pwm输出部48(步骤s6)。然后，共模噪声降低部47结束本次的电流控制周期ta中的处理。

在通过步骤s1设定的各相的pwm周期单位的pwm计数为图11a所示的值，计数变更对象相的幅度为图12b所示的值的情况下，各相的pwm周期单位的最终的pwm计数如图12c所示。和与图12c所示的最终的pwm计数相应的各相电压的电平变化定时对应的pwm计数(实际定时中的pwm计数)如图12d所示。针对图12d中的计数变更对象相的pwm周期单位的pwm计数能够通过对通过步骤s2设定的计数变更对象相的pwm周期单位的pwm计数加上在步骤s5中运算的对应的计数变更对象相的幅度来得到。

如图12d所示，第奇数个pwm周期tc中的u相(第一导通截止模式相)的pwm计数与v相(第二导通截止模式相)的pwm计数一致。因此，在第奇数个pwm周期tc中，由于u相的输出电压(相电压)而在电动马达18侧的寄生电容c1(参照图3)中流动的噪声电流被由于v相的输出电压(相电压)而在电动马达18侧的寄生电容c1中流动的噪声电流抵消。第偶数个pwm周期tc中的v相(第二导通截止模式相)的pwm计数与w相(第一导通截止模式相)的pwm计数一致。因此，在第偶数个pwm周期tc中，由于v相的输出电压(相电压)而在电动马达18侧的寄生电容c1(参照图3)中流动的噪声电流被由于w相的输出电压(相电压)而在电动马达18侧的寄生电容c1中流动的噪声电流抵消。由此，共模噪声被降低。

在步骤s4中，在判别为标准相是c相的情况下(步骤s4：否)，共模噪声降低部47进行第二pwm计数变更处理(步骤s7)。在本实施方式中，在c相被设定为标准相的情况下，将c相以外的2个相中的任意一方称为a相，将另一方称为b相。在本实施方式中，将c相以外的2个相亦即u相和w相中的u相称为a相，将w相称为b相。

参照图13a和图13b，对第二pwm计数变更处理进行详细说明。图13a是表示在步骤s1中设定的电流控制周期ta内的各pwm周期tc中的u相、v相以及w相的pwm计数cu、cv以及cw的一个例子的示意图。在通过步骤s1设定的各相的pwm周期单位的pwm计数为图13a的情况下，通过步骤s2设定的各相的pwm周期单位的pwm计数如图13b所示。若对图13a和图13b进行比较，则可知v相(c相)的pwm计数cv从400变化为390。在图13b的例子中，由于v相(相当于c相)的pwm计数cv(cv＝390)最接近500或者0，所以在步骤s3中，v相被设定为标准相。因此，在步骤s4中，判别为标准相是c相。

在第二pwm计数变更处理中，共模噪声降低部47首先将a相(u相)和b相(w相)这2个相分配为为了抵消作为标准相的c相(v相)的噪声电流而变更pwm计数的计数变更对象相。以下，将a相(u相)称为第一计数变更对象相，将b相(w相)称为第二计数变更对象相。

共模噪声降低部47对各计数变更对象相(在本例中，为a相(u相)和b相(w相))设定用于抵消噪声电流的幅度。关于某个计数变更对象相，为了以不变更电流控制周期ta内的pwm计数值的合计值的方式来变更pwm计数值，可以对该计数变更对象相的pwm计数值加上例如与图14a所示的第一幅度模式相应的幅度或者与图14a所示的第二幅度模式相应的幅度。图14a内的x是用于规定幅度的绝对值的幅度规定值。在本实施方式中，对第一计数变更对象相a相(u相)分配第一幅度模式，对第二计数变更对象相b相(w相)分配第二幅度模式。

共模噪声降低部47基于通过步骤s2的处理设定的pwm计数，以如下的方式运算分别针对作为第一计数变更对象相的a相(u相)以及作为第二计数变更对象相的b相(w相)的幅度规定值x。共模噪声降低部47对a相(u相)的pwm计数与应抵消噪声电流的c相(v相)的pwm计数之差的绝对值进行运算来作为针对a相(u相)的幅度规定值x。在本例中，针对a相(u相)的幅度规定值x为30(＝390－360)。共模噪声降低部47对b相(w相)的pwm计数与应抵消噪声电流的c相(v相)的pwm计数之差的绝对值进行运算来作为针对b相(w相)的幅度规定值x。在本例中，针对b相(w相)的幅度规定值x为110(＝390－280)。

共模噪声降低部47基于这样运算出的针对各计数变更对象相的幅度规定值x和应用于该相的幅度模式，来设定针对各计数变更对象相的各pwm周期tc的幅度。基于图13b所示的各相的pwm周期单位的pwm计数设定的u相以及w相的各pwm周期tc的幅度如图14b所示。

接下来，共模噪声降低部47根据针对各计数变更对象相的幅度，变更通过步骤s1设定的针对下一次的电流控制周期ta内的各pwm周期tc的计数变更对象相的pwm计数。更具体而言，共模噪声降低部47通过对通过步骤s1设定的针对各pwm周期tc的计数变更对象相的pwm计数加上计数变更对象相的幅度，来变更针对各pwm周期tc的计数变更对象相的pwm计数。由此，第二pwm计数变更处理结束。

接下来，共模噪声降低部47将步骤s7的第二pwm计数变更处理后的针对各pwm周期的u相、v相以及w相的pwm计数cu、cv以及cw作为针对下一次的电流控制周期ta内的各pwm周期tc的最终的u相、v相以及w相的pwm计数cu、cv以及cw，并赋予给pwm输出部48(步骤s8)。然后，共模噪声降低部47结束本次的电流控制周期ta中的处理。

在通过步骤s1设定的各相的pwm周期单位的pwm计数是图13a所示的值，计数变更对象相的幅度是图14b所示的值的情况下，各相的pwm周期单位的最终的pwm计数如图14c所示。和与图14c所示的最终的pwm计数相应的各相电压的电平变化定时对应的pwm计数(实际定时中的pwm计数)如图14d所示。针对图14d中的计数变更对象相的pwm周期单位的pwm计数能够通过对通过步骤s2设定的计数变更对象相的pwm周期单位的pwm计数加上在步骤s7中运算的对应的计数变更对象相的幅度而得到。

如图14d所示，第奇数个pwm周期tc中的v相(第二导通截止模式相)的pwm计数与u相(第一导通截止模式相)的pwm计数一致。因此，在第奇数个pwm周期tc中，由于v相的输出电压(相电压)而在电动马达18侧的寄生电容c1(参照图3)中流动的噪声电流被由于u相的输出电压(相电压)而在电动马达18侧的寄生电容c1中流动的噪声电流抵消。第偶数个pwm周期tc中的v相(第二导通截止模式相)的pwm计数与w相(第一导通截止模式相)的pwm计数一致。因此，在第偶数个pwm周期tc中，由于v相的输出电压(相电压)而在电动马达18侧的寄生电容c1(参照图3)中流动的噪声电流被由于w相的输出电压(相电压)而在电动马达18侧的寄生电容c1中流动的噪声电流抵消。由此，共模噪声被降低。

在上述实施方式中，对将本发明应用于电动助力转向装置的马达控制装置的情况进行了说明。然而，本发明也能够应用于电动助力转向装置以外所使用的马达控制装置。另外，能够在权利要求书所记载的事项的范围内实施各种设计变更。