基于Sepic电路的新型软开关高升压比变换器及其工作方法与流程

本发明属于光伏能源配件技术领域，特别是涉及高升压比变换器技术。

背景技术：

在能源危机日益严重的情况下，发展新型清洁能源势在必行，光伏，燃料电池的需求日益增加。高升压比直流变换器作为光伏电池板与逆变器之间的接口设备，一方面，为了充分利用光伏电池板所产生的能量，希望前级高升压比直流变换器具有尽可能高的效率；同时，系统的高功率密度也是当今电力电子的一个发展趋势。

因此，如何实现高升压比高效率的直流变换器至关重要。

中国实用新型专利cn203261235u于2013年10月30日公开了一种高增益sepic变换器，它包括一个直流源输入源，一个独立升压电感，一个可控的功率开关管，一个带有两个绕组的耦合电感，两个中间储能电容，一个箝位二极管，一个单向整流二极管，一个箝位电容，一个输出二极管，一个输出滤波电容；该变换器体积大，结构复杂且未给出其升压等参数，无法得知该变换器的实质优势；

中国发明专利cn107147291a于2017年09月08日公开了一种非隔离软开关高升压比直流变换器及其方法，该变换器是以基于buck/buck-boost衍生的i型高升压比变换器为原型，再其基础上进行优化，而boost变换器在极限占空比工作条件下，开关管的电压应力较高，且二极管的反向恢复问题较严重，从而导致功率器件损耗较大，存在一定的缺陷；

因此现有的高升压比变换器存在如下问题：

1、对于高频升压变换器来说，现有变换器体积较大，工作频率的增高有利于感性器件的减小，从而减小变换器的体积，增大系统功率密度，但随着工作频率的提高，当开关管工作在硬开关状态时，系统的损耗也会随之增大，不利于系统效率提高。

2、目前常见的传统非隔离型变换器中，boost变换器在极限占空比工作条件下，开关管的电压应力较高，且二极管的反向恢复问题较严重，故导致在输入低压、输出高压的应用场合下功率器件损耗较大。

技术实现要素：

本发明旨在解决现有高频段高升压比变换器体积大、开关管的电压应力较高导致功率密度低、系统损耗大和系统效率低的问题。

为解决上述问题，技术方案如下：

本发明提供了基于sepic电路的新型软开关高升压比变换器，包括sepic电路(singleendedprimaryinductorconverter，单端初级电感式转换器)，sepic电路包括输入电源、电感l1、电容cs、带有体二极管dq1的开关管q1、电感l3、二极管do和电容co，变换器还包括电容ca、二极管dа、带有体二极管dq2的开关管q2、电感l2、电容cq1和电容cq2；

输入电源的正极同时与电感l1的一端和开关管q2的漏极连接，输入电源的负极连接电源地，

电感l1的另一端同时与开关管q1的漏极、二极管dа的正极和电容cs的一端连接，

开关管q1的源极同时与电源地和电感l2的一端连接，

电容cs的另一端同时与电感l3的一端和二极管do的正极连接，

电感l3的另一端同时与二极管dа的负极和电容ca的一端连接，

二极管do的负极与电容co的一端连接，

电感l2的另一端同时与开关管q2的源极、电容ca的另一端和电容co的另一端连接，

电容co的两端作为变换器的电压输出端。

sepic电路的新型软开关高升压比变换器的工作方法，工作方法包括5个依次的工作阶段，工作阶段s1：开关管q1与开关管q2均零电压开通时，电感l1、电感l2和电感l3充电，电容co向负载rl放电；

工作阶段s2：

开关管q1与开关管q2均断开时，

电容cq1和电容cq2均开始充电，

开关管q1与开关管q2的两端电压应力均从0开始增加，直至与电容ca两端电压一致；

工作阶段s3：

电容cq1的两端电压、电容cq2的两端电压和电感l3的两端电压均上升，二极管do和二极管dа均导通，

电感l1和电感l2中的能量均通过二极管dа传输给电容ca，

电感l1、电感l2和电感l3中的能量均通过二极管do传输给电容co；

此阶段流过二极管dа和二极管do的电流呈线性减小，直至减小为零；

工作阶段s4：

二极管dа和二极管do均关断时，

电容cq1的电压和电容cq2的电压均谐振至零，开关管q1与开关管q2的电压也均为零；

工作阶段s5：

并联的电容cq1和电容cq2的电压谐振至零时，开关管q1与开关管q2两端均存在反压，当开关管q1与开关管q2的源极和漏极之间的电势差均达到0.7v时，

体二极管dq1和体二极管dq2均开始导通，

电感l1和电感l2两端的电压应力均等于输入电压vin，流过电感l1、电感l2和电感l3的电流线性增加。

本申请具有如下优势：

1、对于1mhz的高频高升压比变换器，平面电感和贴片电容的使用有效的减小了变换器的体积，使得变换器元器件少，结构简单。

2、该变换器拓扑结构实现了较高升压比，相应用软开关技术可实现开关管的zvs(zerovoltageswitch，零电压开关或称软开关技术)，开关管两端电压应力小，提高了功率密度，降低了系统损耗，提高了系统效率，适合于高频化应用场合。

附图说明

图1为本发明的基于sepic电路的新型软开关高升压比变换器的拓扑电路图；

图2为高升压比变换器工作阶段s1的等效电路图；

图3为高升压比变换器工作阶段s2的等效电路图；

图4为高升压比变换器工作阶段s3的等效电路图；

图5为高升压比变换器工作阶段s4的等效电路图；

图6为高升压比变换器工作阶段s5的等效电路图；

图7为高升压比变换器的波形图；

图8为高升压比变换器的驱动控制电路原理图；

图9为开关管q1的驱动电压与开关管q1电压的波形图；

图10为开关管q2的驱动电压与开关管q2电压的波形图；

图11为高升压比变换器样机的输出电压和输出电流的波形图；

图12为传统sepic电路图。

具体实施方式

应当理解到，尽管在下文中详细的说明了本发明的实施方式的示例性实现方案，但是所公开的组成可以使用当前已知或者尚未存在的任何其它合适的技术来实现。因此，本发明绝不应当仅限于在下文中描述的示例性实施方案，而是可以在随附权利要求及其等同方案的范围内进行适当修改。现在将参照附图更加完全地描述本发明，附图中示出了本发明的示例性实施方式。但是，本发明可按照更多不同的形式实现，并且不应该被理解为限制于这里阐述的实施方式。相反，提供这些实施方式使得本公开变得彻底和完整，并将本发明的构思完全传递给本领域技术人员。

具体实施方式一、下面结合图1-12说明本实施方式，本发明旨在解决现有高频段高升压比变换器体积大、开关管的电压应力较高导致功率密度低、系统损耗大和系统效率低的问题。

为解决上述问题，本发明提供了基于sepic电路的新型软开关高升压比变换器，包括sepic电路，sepic电路包括输入电源、电感l1、电容cs、带有体二极管dq1的开关管q1、电感l3、二极管do和电容co，变换器还包括电容ca、二极管dа、带有体二极管dq2的开关管q2、电感l2、电容cq1和电容cq2；

输入电源的正极同时与电感l1的一端和开关管q2的漏极连接，输入电源的负极连接电源地，

电感l1的另一端同时与开关管q1的漏极、二极管dа的正极和电容cs的一端连接，

开关管q1的源极同时与电源地和电感l2的一端连接，

电容cs的另一端同时与电感l3的一端和二极管do的正极连接，

电感l3的另一端同时与二极管dа的负极和电容ca的一端连接，

二极管do的负极与电容co的一端连接，

电感l2的另一端同时与开关管q2的源极、电容ca的另一端和电容co的另一端连接，

电容co的两端作为变换器的电压输出端；

工作过程及原理：

传统sepic电路如图12所示，为现有技术不再赘述其连接关系，本申请高升压比变换器的拓扑电路如图1所示，

与传统sepic电路结构相比，本申请增加了一个电容ca、一个二极管dа、一个带有体二极管dq2的开关管q2、一个电感l2、电容cq1和电容cq2；具体电路如图1所示，

电容cq1表示开关管q1的寄生电容与附加电容之和，

电容cq2表示开关管q2的寄生电容与附加电容之和，

开关管q1与开关管q2的驱动信号相同，

其中新增加的电容ca和二极管dа构成了倍压单元，

电感l1和电感l2工作于连续模式，有效降低输入电流纹波，并且二者感值设计为相同，可以进一步升压；

为了实现zvs，zvs小功率软开关电源效率可提高到80％～85％，20世纪70年代谐振开关电源奠定了软开关技术的基础，减小电路损耗，电感l3应工作于断续模式，分别与电容cq1和电容cq2构成两个谐振网络；

电容cs和电容ca的值足够大，起到稳压滤波的作用，通常选取为微法级，保证电容两端电压恒定，为分析方便，可将其视为电压源；电容co是输出稳压电容，主要为负载输出能量。该拓扑结构的工作模态主要有以下5个依次的工作阶段，各工作阶段的等效电路图依次如图2-图6所示：

工作阶段s1：开关管q1与开关管q2均开通实现zvs；

具体为：初始时刻t0之前开关管q1的体二极管dq1与开关管q2的体二极管dq2均导通，使得两个开关管q1开关管q2的漏极和源极两端均没有电势差，

当输入电源工作即初始时刻t0时，

开关管q1与开关管q2同时零电压开通，二极管dа和二极管do截止，

变换器形成三个回路电流i^s1l1、i^s1l2和i^s1l3，

从输入电源的正极流出的电流流经电感l1，电感l1充电，通过开关管q1的漏极流向源极，流回至输入电源的负极即接地端，形成回路电流i^s1l1；

从输入电源的正极流出的电流，通过开关管q2的漏极流向源极，源极流出的电流分为两路，一路流经电感l2，电感l2充电，流回至输入电源的负极即接地端，形成回路电流i^s1l2；

开关管q2源极流出的另一路流入电容ca的负极，电容ca正极流出的电流经过电感l3，电感l3充电，并从电容cs的正极流向负极，电容cs负极流出的电流从开关管q1的漏极流向源极，流回至输入电源的负极即接地端，形成回路电流i^s1l3；

电容co向负载rl放电；

工作阶段s2：电容cq1和电容cq2充电；

具体为：t1时刻，开关管q1与开关管q2的驱动电压vgsq12下降至零，开关管q1与开关管q2的栅极和源极之间均没有电压信号，

开关管q1与开关管q2同时断开，

变换器形成三个回路电流i^s2l1、i^s2l2和i^s2l3，

从输入电源的正极流出的电流流经电感l1，电感l1充电，电流由电容cq1的正极流向负极，电容cq1充电，电流流回至输入电源的负极即接地端，形成回路电流i^s2l1；

从输入电源的正极流出的电流，由电容cq2的正极流向负极，电容cq2充电，电容cq2负极流出的电流分为两路，一路流经电感l2，电感l2充电，流回至输入电源的负极即接地端，形成回路电流i^s2l2；

电容cq2负极流出的另一路电流流入电容ca的负极，电容ca正极流出的电流经过电感l3，电感l3充电，并从电容cs的正极流向负极，电容cs负极流出的电流从电容cq1的正极流向负极，电容cq1充电，电流流回至输入电源的负极即接地端，形成回路电流i^s2l3；

当电容cq1和电容cq2两端电压增加到与电容ca和电感l2两端电压之和一致，同时电感l3两端电压反向增加至与电容cs两端电压一致时即式中，为电容cs的电压，电容cq1和电容cq2充电完成；

电容ca为稳压电容，当变换器达到稳态时，电容ca两端的电压近似保持不变；

工作阶段s3：电容co向负载rl传输能量；

具体为：t2时刻，因电容cq1和电容cq2两端电压已增加到与ca和电感l2两端电压之和一致，故二极管dа与二极管do均左侧电势高于右侧电势0.7v，二极管dа和二极管do均导通，

变换器形成三个回路电流i^s3l1、i^s3l2和i^s3l3，

从输入电源的正极流出的电流流经电感l1，电感l1流出的电流分为两路，一路通过二极管dа，二极管dа流出的电流分为两路，一路流经电容ca，再经电感l2流回至输入电源的负极即接地端，形成回路电流i^s3l1；

电感l1流出的另一路电流，正向流经电容cs，流经二极管do，正向流经电容co，再经电感l2流回至输入电源的负极即接地端，形成回路电流i^s3l2；

二极管dа流出的另一路流入电容ca的负极，电容ca正极流出的电流经过电感l3，流经二极管do，正向流经电容co，从电容ca的负极流向ca的正极，再回到电感l3，形成回路电流i^s3l3；

流过二极管da和二极管do的电流呈线性减小，直到电流减小为零时，此模态结束，此时电流i^s3l3已经降到零以下；

工作阶段s4：电容cq1和电容cq2放电；

t3时刻，由于流过二极管da和二极管do的电流呈线性减小至零，故二极管da和二极管do，

形成两个谐振回路，

一个谐振回路为电容cq1—电容cs—电感l3—电容ca—电感l2—电容cq1，

另一个谐振回路为电容cq2—电感l1—电容cs—电感l3—电容ca—电容cq2，

当电容cq1和电容cq2谐振到零时此模态结束；

故开关管q1与开关管q2的电压均为零，当下一驱动信号到来时，两开关管实现zvs；

工作阶段s5：体二极管dq1和体二极管dq2续流；

t4时刻，并联电容cq1和电容cq2的电压已谐振至零，后电容cq1和电容cq2两端电压极性均发生改变，

故开关管q1与开关管q2两端均存在反压，

当开关管q1与开关管q2的源极和漏极之间的电势均达到0.7v时，

体二极管dq1和体二极管dq2均开始导通，

故电感l1和电感l2两端的电压应力均等于输入电压vin，电感l1、电感l2和电感l3均开始存储能量，流过电感l1、电感l2和电感l3的电流线性增加；

后续时刻循环重复工作阶段1至工作阶段5的工作状态，

高升压比变换器的波形图如图7所示，图7的波形图描绘了5个依次的工作阶段即工作阶段s1至工作阶段s5的各元器件的工作状态：

图7中波形图纵坐标参数中文含义分别为：

vgsq12：开关管q1与开关管q2的驱动电压波形，两者的驱动电压波形相同，

vdsq12：开关管q1与开关管q2的漏源两端电压波形，两者的电压波形相同，

idsq12：流过开关管q1与开关管q2的电流，两者的电流波形相同，

流过二极管da和二极管do的电流，两者的电流波形相同，

icq12：流过电容cq1和电容cq2的电流，两者的电流波形相同，

il1,l2：流过电感l1和电感l2的电流，两者的电流波形相同，

vl1,l2：电感l1和电感l2两端电压；两者的电流波形相同，

工作阶段s1：初始时刻t0之前开关管q1的体二极管dq1与开关管q2的体二极管dq2均导通，使得两个开关管q1与开关管q2的漏极和源极两端均没有电势差，

当输入电源工作即初始时刻t0时，开关管q1与开关管q2的驱动信号到来，

开关管q1与开关管q2同时零电压开通，两个开关管的漏源极两端电压均为0，二极管dа和二极管do截止，没有电流流过；

电感l1和电感l2工作在ccm(continuousconductionmode，连续导通模式)状态，电感l3工作在dcm(discontinuousconductionmode，非连续导通模式)状态，

变换器形成三个回路电流i^s1l1、i^s1l2和i^s1l3，

从输入电源的正极流出的电流流经电感l1，电感l1充电，通过开关管q1的漏极流向源极，流回至输入电源的负极即接地端，形成回路电流i^s1l1；

从输入电源的正极流出的电流，通过开关管q2的漏极流向源极，源极流出的电流分为两路，一路流经电感l2，电感l2充电，流回至输入电源的负极即接地端，形成回路电流i^s1l2；

开关管q2源极流出的另一路流入电容ca的负极，电容ca正极流出的电流经过电感l3，电感l3充电，并从电容cs的正极流向负极，电容cs负极流出的电流从开关管q1的漏极流向源极，流回至输入电源的负极即接地端，形成回路电流i^s1l3；

电容co向负载rl放电；

且此工作阶段下具有如下关系式：

电感l1、电感l2和电感l3感值具有如下关系：电感l1的感值＝电感l2的感值>电感l3的感值，

根据电感纹波电流计算公式此为公知常识，代入上式可得，

流过电感l1与电感l2的纹波电流相等，均大于流过电感l3的纹波电流，即δil1＝δil2＞δil3，

δil1为流过电感l1的纹波电流，

δil2为流过电感l2的纹波电流，

δil3为流过电感l3的纹波电流；

电感l1与电感l2经电源vin充电，其两端电压为vin，即vl1＝vl2＝vin，

vl1为电感l1的电压，

vl2为电感l2的电压，

vin为输入电源的电压；

电感l3、电容ca、电容cs和输入电源四者之间的电压关系为：

vl3为电感l3的电压，

为电容ca的电压，

为电容cs的电压。

工作阶段s2：

t1时刻，开关管q1与开关管q2的驱动电压vgsq12下降至零，开关管q1与开关管q2的栅极和源极之间均没有电压信号，

开关管q1与开关管q2同时断开，流经的电流为0，

变换器形成三个回路电流i^s2l1、i^s2l2和i^s2l3，

从输入电源的正极流出的电流流经电感l1，电感l1充电，电流由电容cq1的正极流向负极，电容cq1充电，电流流回至输入电源的负极即接地端，形成回路电流i^s2l1；

从输入电源的正极流出的电流，由电容cq2的正极流向负极，电容cq2充电，充电时间很短约为1μs，电容cq2负极流出的电流分为两路，一路流经电感l2，电感l2充电，流回至输入电源的负极即接地端，形成回路电流i^s2l2；

电容cq2负极流出的另一路电流流入电容ca的负极，电容ca正极流出的电流经过电感l3，电感l3充电，并从电容cs的正极流向负极，电容cs负极流出的电流从电容cq1的正极流向负极，电容cq1充电，充电时间很短约为1μs，电流流回至输入电源的负极即接地端，形成回路电流i^s2l3；

当电容cq1和电容cq2两端电压增加到与电容ca和电感l2两端电压之和一致，同时电感l3两端电压反向增加至与电容cs两端电压一致时即式中，为电容cs的电压，电容cq1和电容cq2充电完成；

电容ca为稳压电容，当变换器达到稳态时，电容ca两端的电压近似保持不变；

电容cq1与电容cq2充电过程中，vdsq12均非线性上升，vl1,l2非线性下降，充电电流icq12为冲击电流，根据在vdsq12上升最快的时刻达到最大值；

工作阶段s2中电感l1、电感l2、输入电源、电容cq1和电容cq2之间的电压关系为：

式中，为电容cq1的电压，

为电容cq1的电压；

工作阶段s2中电感l1、电容ca、电容cs、电容cq1和电容cq2之间的电压关系为：

工作阶段s3：电容co向负载rl传输能量；

具体为：t2时刻，因电容cq1和电容cq2两端电压已增加到与ca和电感l2两端电压之和一致，故二极管dа与二极管do均左侧电势高于右侧电势0.7v，二极管dа和二极管do均导通，

变换器形成三个回路电流i^s3l1、i^s3l2和i^s3l3，

从输入电源的正极流出的电流流经电感l1，电感l1流出的电流分为两路，一路通过二极管dа，二极管dа流出的电流分为两路，一路流经电容ca，再经电感l2流回至输入电源的负极即接地端，形成回路电流i^s3l1；

电感l1流出的另一路电流，正向流经电容cs，流经二极管do，正向流经电容co，再经电感l2流回至输入电源的负极即接地端，形成回路电流i^s3l2；

二极管dа流出的另一路流入电容ca的负极，电容ca正极流出的电流经过电感l3，流经二极管do，正向流经电容co，从电容ca的负极流向ca的正极，再回到电感l3，形成回路电流i^s3l3；

流过二极管da和二极管do的电流呈线性减小，直到电流减小为零时，此工作阶段结束，此时电流i^s3l3已经降到零以下；

工作阶段s3中满足以下kvl(kirchhoff'svoltagelaw，基尔霍夫电压定律)方程：且有vl3＝-vcs；

vo即为电容co的电压；

另外，由于三个电感在各个模态中的工作状态相一致，且在一周期内均满足伏秒平衡，因此其电压关系可以写为：vl3＝nvl1＝nvl2，vl1(s3)＝mvl1(s1)，vl2(s3)＝mvl2(s1)其中，vl1(s1)和vl1(s3)分别代表了工作阶段s1和工作阶段s3中电感l1的电压，vl2(s1)和vl2(s3)分别代表了工作阶段s1和工作阶段s3中电感l2的电压；式中：m和n为待定系数，m＜0。则可以得到在两个模态中满足：

解得n＝2；

所以求得：

进而可以推出：

工作阶段s3中二极管da和二极管do均导通，电感l1、电感l2和电感l3释放能量，电感l1、电感l2和电感l3电流线性减小，同时流过二极管的电流也线性减小，呈三角波形状。此阶段，电感l1两端电压和电感l2两端电压存在如下关系：

工作阶段s3中电容cq1和电容cq2均充电完成时存在如下关系：

工作阶段s4：电容cq1和电容cq2放电；

t3时刻，由于流过二极管da和二极管do的电流呈线性减小至零，故二极管da和二极管do，

形成两个谐振回路，

一个谐振回路为电容cq1—电容cs—电感l3—电容ca—电感l2—电容cq1，

另一个谐振回路为电容cq2—电感l1—电容cs—电感l3—电容ca—电容cq2，

两电容cq分别与电感l1，l2发生谐振，谐振过程，开关管两端电压非线性下降，电感l1，l2两端电压非线性上升，

当电容cq1和电容cq2谐振到零即vdsq12谐振至零时此工作阶段结束，

故vdsq12谐振至零时开关管q1与开关管q2的电压均为零，当下一驱动信号到来时，两开关管实现zvs；

工作阶段s5：体二极管dq1和体二极管dq2续流；

t4时刻，并联电容cq1和电容cq2的电压已谐振至零，谐振结束，后电容cq1和电容cq2两端电压极性均发生改变，

故开关管q1与开关管q2两端均存在反压，

当开关管q1与开关管q2的源极和漏极之间的电势均达到0.7v时，

体二极管dq1和体二极管dq2均开始导通，

故电感l1和电感l2两端的电压应力均等于输入电压vin，电感l1、电感l2和电感l3均开始存储能量，流过电感l1、电感l2和电感l3的电流线性增加；

后续时刻循环重复工作阶段1至工作阶段5的工作状态；

高升压比变换器的驱动控制电路原理图如图8所示：

对于1mhz高频升压变换器，开关管的驱动控制电路十分重要，切忌驱动信号延迟失真等问题的产生，故本实验中选择了si8271隔离型驱动芯片，并利用了转压芯片lm7805和lp2985-6.1作为辅助电源，实现对开关管的通断控制。输入电压作为芯片lm805的输入，输出电压为5v，同时5v作为芯片lp2985-6.1的输入，输出电压为稳定的6.1v。驱动芯片的输入侧采用5v供电，输出侧采用6.1v供电。同时栅极电阻采用开通和关断的两个独立电阻，以便更好的控制驱动电路的开通和关断特性，具体pcb电路连接关系如图8所示；

图9和图10分别给出了开关管q1和开关管q2的驱动电压和实际电压的波形对比图；

根据实验室搭建的36w样机测出输出电压与电流的波形如图11所示，由波形图中可以看出输出电压约为120v，输出电流约为0.3a，实现了10倍的升压输出。

其中，开关管q1和开关管q2的驱动信号相同；

电感l1与电感l2的感值相同，

相同感值的电感l1与电感l2可进一步升压；

根据图7本实施方式的高升压比变换器的波形图所示，在一个周期内，利用伏秒平衡原理，其中将两个谐振阶段的电感电压曲线近似线性化处理，可求出谐振阶段电感两端的平均电压，再将谐振阶段的总时间由其他三个阶段的时间进行表示，可以求出软开关条件下本实施方式的拓扑结构升压比；

该变换器的升压比mdcm为：

式中，

mdcm为新型软开关高升压比变换器的升压比，

vin为新型软开关高升压比变换器的输入电源电压，

vo为新型软开关高升压比变换器的输出电源电压，

d为开关管q1的开通占空比；

db为体二极管dq1的续流时间与开关管q1开关周期的比例，

dδ为电容co向负载rl传输能量的时间与开关管q1开关周期的比例，

开关管q2的开通占空比与开关管q1的开通占空比相等；

开关管q2的开通占空比为d；

体二极管dq2的续流时间与开关管q2开关周期的比例为db；

开关管q1的开通占空比d为：

式中，

t为开关管q1的开关周期，

td为开关管q1的开通时间；

开关管q1的开关周期等于开关管q2的开关周期；

开关管q1的开通时间等于开关管q2的开通时间；

二极管dq1的续流的时间与整个开关管q1开关周期的比例db为：

式中，

tb为体二极管dq1的续流的时间；

体二极管dq2的续流的时间与二极管dq1的续流的时间相等；

电容co向负载侧传输能量的时间与整个开关管q1的开关周期的比例dδ为：

式中，tδ为电容co向负载rl传输能量的时间。

具体实施方式二、下面结合图2-7说明本实施方式，在具体实施方式一的高升压比变换器的基础上，本实施方式提供了sepic电路的新型软开关高升压比变换器的工作方法，该工作方法包括5个依次的工作阶段，

工作阶段s1：开关管q1与开关管q2均零电压开通时，电感l1、电感l2和电感l3充电，电容co向负载rl放电；

工作阶段s2：

开关管q1与开关管q2均断开时，

电容cq1和电容cq2均开始充电，

开关管q1与开关管q2的两端电压应力均从0开始增加，直至与电容ca两端电压一致；

工作阶段s3：

电容cq1的两端电压、电容cq2的两端电压和电感l3的两端电压均上升，二极管do和二极管dа均导通，

电感l1和电感l2中的能量均通过二极管dа传输给电容ca，

电感l1、电感l2和电感l3中的能量均通过二极管do传输给电容co；

此阶段流过二极管dа和二极管do的电流呈线性减小，直至减小为零；

工作阶段s4：

二极管dа和二极管do均关断，

电容cq1的电压和电容cq2的电压均谐振至零，开关管q1与开关管q2的电压也均为零；

工作阶段s5：

并联的电容cq1和电容cq2的电压谐振至零，开关管q1与开关管q2两端均存在反压，

当开关管q1与开关管q2的源极和漏极之间的电势差均达到0.7v时，

体二极管dq1和体二极管dq2均开始导通，

电感l1和电感l2两端的电压应力均等于输入电压vin，流过电感l1、电感l2和电感l3的电流线性增加；

具体工作过程：

工作阶段s1：开关管q1与开关管q2均开通实现zvs；

具体为：初始时刻t0之前开关管q1的体二极管dq1与开关管q2的体二极管dq2均导通，使得两个开关管q1开关管q2的漏极和源极两端均没有电势差，

当输入电源工作即初始时刻t0时，

开关管q1与开关管q2同时零电压开通，二极管dа和二极管do截止，

变换器形成三个回路电流i^s1l1、i^s1l2和i^s1l3，

从输入电源的正极流出的电流流经电感l1，通过开关管q1的漏极流向源极，流回至输入电源的负极与接地端，形成回路电流i^s1l1；

从输入电源的正极流出的电流，通过开关管q2的漏极流向源极，源极流出的电流分为两路，一路流经电感l2，流回至输入电源的负极与接地端，形成回路电流i^s1l2；

开关管q2源极流出的另一路流入电容ca的负极，电容ca正极流出的电流经过电感l3，并从电容cs的正极流向负极，电容cs负极流出的电流从开关管q1的漏极流向源极，流回至输入电源的负极与接地端，形成回路电流i^s1l3；

电容co向负载rl放电；

工作阶段s2：电容cq1和电容cq2充电；

具体为：t1时刻，开关管q1与开关管q2的驱动电压vgsq12下降至零，开关管q1与开关管q2的栅极和源极之间均无电压，

开关管q1与开关管q2同时断开，

变换器形成三个回路电流i^s2l1、i^s2l2和i^s2l3，

从输入电源的正极流出的电流流经电感l1，电流由电容cq1的正极流向负极，电流流回至输入电源的负极与接地端，形成回路电流i^s2l1；

从输入电源的正极流出的电流，由电容cq2的正极流向负极，电容cq2负极流出的电流分为两路，一路流经电感l2，流回至输入电源的负极与接地端，形成回路电流i^s2l2；

电容cq2负极流出的另一路电流流入电容ca的负极，电容ca正极流出的电流经过电感l3，并从电容cs的正极流向负极，电容cs负极流出的电流从电容cq1的正极流向负极，电流流回至输入电源的负极与接地端，形成回路电流i^s2l3；

当电容cq1和电容cq2两端电压增加到与电容ca和电感l2两端电压之和一致，同时电感l3两端电压反向增加至与电容cs两端电压一致时即电容cq1和电容cq2充电完成，式中为电容cs的电压；

电容ca为稳压电容，当变换器达到稳态时，电容ca两端的电压近似保持不变；

工作阶段s3：电容cq1和电容cq2充电，电容co向负载rl传输能量；

具体为：t2时刻，因电容cq1和电容cq2两端电压已增加到与ca和电感l2两端电压之和一致，故二极管dа与二极管do均左侧电势高于右侧电势0.7v，二极管dа和二极管do均导通，

变换器形成三个回路电流i^s3l1、i^s3l2和i^s3l3，

从输入电源的正极流出的电流流经电感l1，电感l1流出的电流分为两路，一路通过二极管dа，二极管dа流出的电流分为两路，一路流经电容ca，再经电感l2流回至输入电源的负极与接地端，形成回路电流i^s3l1；

电感l1流出的另一路电流，正向流经电容cs，流经二极管do，正向流经电容co，再经电感l2流回至输入电源的负极与接地端，形成回路电流i^s3l2；

二极管dа流出的另一路流入电容ca的负极，电容ca正极流出的电流经过电感l3，流经二极管do，正向流经电容co，从电容ca的负极流向ca的正极，再回到电感l3，形成回路电流i^s3l3；

流过二极管da和二极管do的电流呈线性减小为零时，此工作阶段结束，此时电流i^s3l3已经降到零以下；

工作阶段s4：电容cq1和电容cq2放电；

具体为：t3时刻，流过二极管da和二极管do的电流呈线性减小至零，二极管da和二极管do关断，

形成两个谐振回路，

一个谐振回路为电容cq1—电容cs—电感l3—电容ca—电感l2—电容cq1，

另一个谐振回路为电容cq2—电感l1—电容cs—电感l3—电容ca—电容cq2，

当电容cq1和电容cq2谐振到零时，开关管q1与开关管q2的电压也均为零，此工作阶段结束；

工作阶段s5：体二极管dq1和体二极管dq2续流；

t4时刻，并联的电容cq1和电容cq2的电压已谐振至零，后电容cq1和电容cq2两端电压极性均发生改变，即开关管q1与开关管q2两端均存在反压，

当开关管q1与开关管q2的源极和漏极之间的电势差均达到0.7v时，

体二极管dq1和体二极管dq2均开始导通，

电感l1和电感l2两端的电压应力均等于输入电压vin，流过电感l1、电感l2和电感l3的电流线性增加；

工作阶段5的截止时刻为，即下一工作周期的工作阶段s1的初始时刻，

各工作阶段的等效电路分别如图2-图6所示，

后续时刻循环重复工作阶段1至工作阶段5的工作状态；

工作方法的波形图如图7所示，图7的波形图描绘了5个依次的工作阶段即工作阶段s1至工作阶段s5的各元器件的工作状态，

波形图的含义与具体实施方式一中所述的相同；

开关管q1的开通时间td＝t2-t1＝d·t，

式中，t2为工作阶段s3的起始时刻，

t1为工作阶段s2的起始时刻；

td等于开关管q2的开通时间；

门极电压上升的时间tr1＝t3-t2，

式中，t3为工作阶段s4的起始时刻；

电容co向负载rl侧传输能量的时间tδ＝t3-t2＝dδ·t；

电容cq1谐振放电时间tr2＝t4-t3，

式中，t4为工作阶段s5的起始时刻；

tr2等于电容cq1谐振放电时间；

体二极管dq1的续流时间tb＝t0’-t4＝db·t，

式中，t0’为工作阶段s5的结束时刻，即下一工作周期的工作阶段s1的初始时刻；

tb等于体二极管dq2的续流时间；

工作模式下变换器的升压比mdcm通过以下公式获得：

工作阶段s1中电感l1、电感l2和输入电源三者之间的电压关系为：vl1＝vl2＝vin，

式中，vl1为电感l1的电压，

vl2为电感l2的电压，

vin为输入电源的电压；

工作阶段s1中电感l3、电容ca、电容cs和输入电源之间的电压关系为：

式中，vl3为电感l3的电压，

为电容ca的电压，

为电容cs的电压；

工作阶段s1中流过电感l1的纹波电流、电感l2的纹波电流和电感l3的纹波电流之间的电压关系为，δil1＝δil2＞δil3，

式中，δil1为流过电感l1的纹波电流，

δil2为流过电感l2的纹波电流，

δil3为流过电感l3的纹波电流；

工作阶段s2中电感l1、电感l2、输入电源、电容cq1和电容cq2五者的电压存在如下关系：

式中，为电容cq1的电压，

为电容cq1的电压；

工作阶段s2中电感l1、电容ca、电容cs、电容cq1和电容cq2之间的电压关系为：

工作阶段s3中电感l1、电感l2和电感l3释放能量，此阶段流过二极管dа和二极管do的电流呈线性减小，

当流过二极管dа和二极管do的电流波形呈三角波时，此阶段电感l1的两端电压和电感l2之间的电压关系为：

工作阶段s3中电容cq1和电容cq2均充电完成时的电压关系为：

在不冲突的情况下，各实施方式中的特征可以相互组合。

因此，本发明绝不应当仅限于在上文中描述的具体实施方式，而是可以在随附权利要求及其等同方案的范围内进行适当修改；

当然，上述说明并非对本发明的限制，本发明也不仅限于上述举例，本技术领域的普通技术人员在本发明的实质范围内所做出的变化、改型、添加或替换，也属于本发明的保护范围。