一种基于耦合电感双路变换器的电磁干扰抑制优化方法与流程

本发明涉及电力电子与电磁兼容(emc)技术领域，具体涉及一种基于耦合电感双路变换器的电磁干扰抑制优化方法。

背景技术：

随着现代电力电子技术的发展，高频电气、电子设备的应用越来越广泛。然而，这些设备不可避免的以传导或辐射的方式产生电磁干扰，影响供电系统和电网的稳定运行，降低用电设备性能，甚至危及人的生命。为了保证设备能够在复杂的电磁环境中正常工作，并尽可能避免造成电磁污染，人们对电气和电子设备的电磁兼容性提出了严格的要求。所有的电力电子产品在投入市场之前，都必须经过传导emi测试(电磁干扰测试)，并满足与其应用场合相关的标准要求。

在电力电子产品的开发过程中，通常需要花费大量时间和成本解决emi(电磁干扰)问题，电磁干扰在产品研发的各个阶段逐渐累加会越发严重，若等到研发完成后再进行电磁干扰测试并解决问题，无形中延长了开发周期、增加开发成本。故如果能在产品研发早期即变换器拓扑结构设计阶段就采取有效的应对措施，则可以节约成本、同时缩短开发周期。

技术实现要素：

发明目的：本发明旨在提供一种基于耦合电感双路变换器的电磁干扰抑制优化方法，在变换器拓扑结构设计端采取有效的应对措施，使其满足相关的电磁干扰标准要求，节约电力电子产品的开发成本、缩短开发周期，从而解决现有技术存在的上述问题。

技术方案：一种基于耦合电感双路变换器的电磁干扰抑制优化方法，包括如下步骤：

步骤一：分析boostpfc变换器的传导emi路径，建立变换器的共模和差模干扰等效电路；

步骤二：将开关管漏源极电压vds视为干扰源，计算vds波形表达式，采用短时傅里叶变换法分析变换器在不同工作模式下vds的谐波幅值特性；

步骤三：根据步骤一、二，计算变换器在不同工作模式和不同耦合系数下的共模和差模干扰频谱；

步骤四：根据步骤三，合理设计滤波器使得变换器在各工作模式下的传导电磁干扰都能满足标准限值。

在进一步的实施例中，步骤一中通常认为变换器的共模干扰电流主要流过开关管漏极与保护地之间的寄生电容，而差模干扰由电感电流的纹波引起。因此将变换器的开关管漏源极电压视为共模干扰电压源，电感电流视为差模干扰电流源，建立共模和差模干扰等效电路。实际上，开关管的漏源极电压vds也可以被视为差模干扰电压源，这样变换器的共模和差模干扰的等效电路中干扰源相同，均为开关管的漏源极电压vds。

在进一步的实施例中，步骤二中对该两路交错并联boostpfc变换器而言，两路开关管漏源极电压波形大小相等相位相差一百八十度，可只分析其中一路通过移相得到另一路波形，将两路波形做时域叠加即可得到等效vds的波形。再通过短时傅里叶变换计算其谐波幅值。

在进一步的实施例中，步骤三中根据步骤一中共模和差模等效电路分析得到共模和差模电压传输增益，结合步骤二中的vds谐波幅值即可计算变换器的共模和差模干扰频谱。

在进一步的实施例中，步骤四中计算或测试得到原始变换器的传导emi的频谱，如果得到的共模或差模干扰噪声超过标准规定的限值要求，则将共模和差模干扰频谱减去标准限制，得到emi滤波器需要提供的衰减频谱；确定emi滤波器结构，然后将滤波器衰减频谱的渐近线从低频至高频逐步逼近emi滤波器需要提供的衰减频谱；当两者在被测频率范围内(150khz,30mhz)某一频率处的共模和差模干扰值相交时，滤波器恰好提供足够的衰减，此时的相交频率为该滤波器设计的关键频率；根据关键频率处的共模和差模干扰值，计算滤波器所需的转折频率；最后确定滤波器的元件电容和电感参数。

有益效果：本发明涉及一种基于耦合电感双路变换器的电磁干扰抑制优化方法，与现有技术相比，其显著优点在于：1、本发明的采用耦合电感的两路交错并联boostpfc变换器在具有输入电流高频纹波小、变换器pf值高和结构简单、成本低、可靠性高等优点的基础上，较单路而言，减小了输入和输出电流脉动，等效增加了变换器频率。此外，该变换器采用了耦合电感，减小了磁性元件的体积，提高了变换器的功率密度。2、本发明的变换器将电感反向耦合，提高了动态响应性能。3、本发明的方法分析了变换器在ccm、部分ccm和dcm三中工作模式下的传导emi频谱，以保证设计的滤波器能使变换器在任意工作模式下的传导电磁干扰都能满足标准限值。4、本发明的方法可在产品研发早期即变换器拓扑结构设计阶段就采取有效的应对措施，可以节约成本、缩短开发周期。

附图说明

图1为电感耦合的交错并联boostpfc变换器的噪声传输路径示意图。

图2为变换器的共模和差模干扰等效电路图。

图3为等效噪声源的i/t和v/t波形图。

图4为最恶劣情况下共模和差模干扰电压频谱图。

图5为emi滤波器拓扑图。

图6为加入滤波器后的共模和差模干扰频谱实验图。

其中，图1中点划线表示共模干扰电流的流向，图1中虚线表示差模干扰电流(电感电流)的流向，图3中曲线1表示等效噪声源时间随电流变化的波形，图3中曲线2表示等效噪声源时间随电压变化的波形。

具体实施方式

在下文的描述中，给出了大量具体的细节以便提供对本发明更为彻底的理解。然而，对于本领域技术人员而言显而易见的是，本发明可以无需一个或多个这些细节而得以实施。在其他的例子中，为了避免与本发明发生混淆，对于本领域公知的一些技术特征未进行描述。

本发明公开了一种基于耦合电感双路变换器的电磁干扰抑制优化方法，包括以下步骤：

步骤一：分析boostpfc变换器的传导emi路径，建立变换器的共模和差模干扰等效电路；

步骤二：将开关管漏源极电压vds视为干扰源，计算vds波形表达式，采用短时傅里叶变换法分析变换器在不同工作模式下vds的谐波幅值特性；

步骤三：根据步骤一、步骤二，计算变换器在不同工作模式和不同耦合系数下的共模和差模干扰频谱；

步骤四：根据步骤三，合理设计滤波器使得变换器在各工作模式下的传导电磁干扰都能满足标准限值。

如图1所示，该变换器包括电感ll、电容cl、电阻rln、电容cn、电感ln、电压输入vin、电容cxb、电容cxa、电感l1、电感l2、mos管q1、mos管q2、电容ccm、电容c0、二极管d1、二极管d2、电阻r0。所述电感ll的一端与所述电压输入vin连接，所述电感ln的一端与所述电压输入vin连接，所述电容cl的一端与所述电感ln连接，所述电阻rln与所述电容cl的一端连接，所述电阻rln与所述电容cn连接，所述电容cxb与所述电容cl、电阻rln、电容cn并联，所述电容cxb的一端连入二极管的一端，所述二极管的一端与所述电感l1连接，所述电感l1的一端与所述二极管d1连接，所述电容cxa的一端与所述电感l1连接，电感l1的一端与所述mos管q1连接，所述电感l1上并联有电感l2，所述电感l2的一端与所述mos管q2连接，所述mos管q1处和mos管q2处并联有电容ccm，所述电容c0分别与所述二极管d1和二极管d2的另一端连接，所述电阻r0并联在所述电容c0上。变换器的共模干扰电流主要流过开关管漏极与保护地之间的寄生电容，其传输路径如点划线所示；而差模干扰由电感电流的纹波引起，其传输路径如虚线所示。

将其干扰传输相关支路进行相应化简和电源等效即可得到变换器的共模和差模干扰等效电路如图2所示。由图2可得到共模和差模干扰电压传输增益为：

|cmtg(f)|≈2πfccmrln(1)

作为优选，步骤二中，随着负载的减小，变换器工作模式由全ccm过渡到部分ccm最终进入全dcm。在这三种工作模式中，单路噪声源vds1的波形会出现以下三种情况，如图3所示。将vds1移相一百八十度即可得到vds2，两路波形时域相加可得等效噪声源波形vds。通过傅里叶变换，可得噪声源谐波幅值表达式为：

作为优选，步骤三中，共模和差模干扰电压由噪声源谐波幅值和共、差模电压传输增益求得，为：

vcm(f,t)＝20log(vds(f,t)·|cmtg(f)|)(4)

vdm(f,t)＝20log(vds(f,t)·|dmtg(f)|)(5)

作为优选，求得变换器在不同工作模式和耦合系数下的共模和差模干扰电压频谱，最恶劣情况下的频谱如图4所示。可以看出，共模干扰值与耦合系数和谐波次数无关；差模干扰值与耦合系数和谐波次数都有关，当耦合系数增加时，差模干扰电压也增加；当频率增加时，差模干扰电压以60dbμv/dec的斜率衰减。即随着谐波次数的增加，差模干扰电压逐渐减小。

作为优选，步骤四中，由步骤三计算所得变换器的共模和差模干扰频谱都超过了en55022规定的标准限值要求，需要添加emi滤波器。由于电感耦合会增大差模干扰，当耦合系数很大时，将会对emi滤波器提出更高的要求，从而emi滤波器体积会更大。本发明在综合考虑emi滤波体积和耦合系数的大小的前提下，设计出优化的emi滤波器使得变换器和滤波器整体功率密度相对较大。

在抗干扰技术中，使用最多的低通滤波器，其主要用在干扰信号频率比工作信号高的场合。低通滤波器对低频信号几乎无衰减地通过，但阻止高频信号通过。低通滤波器的基本原理是利用电容的阻抗随着频率升高而减小、电感的阻抗随着频率升高而增加的特性，将电容并联在要滤波的信号线与信号地线之间(滤除差模干扰信号)或信号线与大地之间(滤除共模干扰信号)，从而将高频干扰信号旁路掉，而将电感串联在要滤波的信号线上，对干扰信号起到阻挡和损耗的作用。低通滤波器的电路结构种类很多，常见的有lc型、cl型、t和π型。结合共模干扰和差模的滤波效果，即共模滤波器选择cl型滤波器，差模滤波器选择lc型滤波器，两种滤波器结构构成典型emi滤波器结构，如图5所示。其中lcm为共模电感，ld为差模电感，cy为共模电容，cx1和cx2为差模电容。

由于共模干扰和差模干扰频谱的衰减斜率分别为0dbμv/dec和-60dbμv/dec。而标准限值在[150khz,500khz]和[500khz,30mhz]频率范围内的斜率分别为-20dbμv/dec和0dbμv/dec。所以共模滤波器在[150khz，500khz]和[500khz，30m]频率范围内需要提供的衰减要求分别为20dbμv/dec和0dbμv/dec，差模滤波器需要提供的衰减要求分别为-40dbμv/dec和-60dbμv/dec。由上述分析知，典型emi滤波器的共模衰减斜率为40dbμv/dec，大于需要提供的衰减要求20dbμv/dec和0dbμv/dec，差模衰减斜率为40dbμv/dec，大于需要提供的衰减要求-40dbμv/dec和-60dbμv/dec满足设计要求。

滤波器的设计原则为：

计算或测试得到原始变换器的传导emi的频谱，如果得到的共模或差模干扰噪声超过标准规定的限值要求，则将共模和差模干扰频谱减去标准限制，得到emi滤波器需要提供的衰减频谱；

确定emi滤波器结构，然后将滤波器衰减频谱的渐近线从低频至高频逐步逼近emi滤波器需要提供的衰减频谱；

当两者在被测频率范围内(150khz,30mhz)某一频率处的共模和差模干扰值相交时，滤波器恰好提供足够的衰减，此时的相交频率为该滤波器设计的关键频率fcrit；

根据关键频率fcrit处的共模和差模干扰值vpk(fcrit)，计算滤波器所需的转折频率fcm(fcrit)或fdm(fcrit)^[54]；

根据下式(6)确定滤波器的元件电容和电感参数。

电感耦合的交错并联boostpfc变换器的传导干扰值出现在开关频率的偶数倍处。共模干扰值随频率增加，幅值基本保持不变；差模干扰值随频率的增加，干扰值逐渐衰减。所以在被测传导干扰频率[150khz,30mhz]范围内，emi滤波器设计的共模干扰和差模关键频率fcrit都为200khz。计算得到共模滤波器的转折频率fcm＝12.6khz。由于差模干扰值与耦合电感的耦合系数有关，计算不同耦合系数下的差模滤波器的转折频率为：

在确定滤波器中的共模滤波器的元件取值时，需要满足安全规范对漏电流的要求。当取共模电容cy＝3300pf时，则根据漏电流的表达式(8)求得ig＝0.23ma，ωline为输入电压的角频率。

ig＝vin·ωline·cy(8)

然后根据式(9)确定共模扼流圈的电感值，得lcm＝24mh。

共模电感的漏感lleak一般为共模电感值的0.5％～2％。在实际的测试中，通过测量共模扼流圈lcm的漏感得lleak＝360μh，为共模电感值的1.5％。差模滤波电感ldm为两部分，一部分为共模电感的漏感lleak，另一部分为额外加入的电感2ld，且满足下述关系，即：

ldm＝lleak+2ld(10)

在传导干扰能够满足标准限制要求的条件下，为了能够使功率密度最大化，可以将共模扼流圈的漏感作为差模电感，从而减少滤波电感的体积来提高功率密度。假设将共模电感的漏感作为差模电感，即取ldm＝lleak＝360μh。

根据差模电感和差模电容的关系式，即：

求得不同耦合系数下需要的差模电容为：

取cx1＝cx2＝2×0.47μf，即用两个0.47μf的电容并联。将此电容值代入式(11)求得实际需要的差模电感值ldm′＝366μf，此时ldm′≈ldm。

当差模电容选定后，耦合系数α<0.9的时候，可以将共模电感的漏感作为差模电感，使得共模干扰和差模都在标准限值以下。

加入滤波器后的共模和差模干扰频谱实验结果如图6所示，共模和差模干扰频谱都降到标准限值以内。

如上所述，尽管参照特定的优选实施例已经表示和表述了本发明，但其不得解释为对本发明自身的限制。在不脱离所附权利要求定义的本发明的精神和范围前提下，可对其在形式上和细节上做出各种变化。