抑制永磁同步电机电流谐波的控制系统及方法与流程

本发明涉及电机控制技术领域，尤其涉及一种抑制永磁同步电机电流谐波的控制系统及方法。

背景技术：

永磁同步电机具有结构简单、功率密度高、效率高等优点，被广泛应用于各种工业传动领域，如电动汽车、机器人、数控机床等。但由于逆变器死区时间、管压降以及电机反电动势波形非正弦等因素会使定子电流中含有大量的高次谐波电流，占比较大的主要是5、7次谐波。谐波的存在会导致电机的损耗增加，同时输出转矩波动变大以及电机噪声增大，使系统控制性能变差，限制了其在高性能驱动控制场合的应用。因此，研究高性能的电机控制策略，抑制谐波对电机控制性能的影响，是本领域专家学者急需解决的技术问题之一。

针对上述问题，国内外专家学者提出各种抑制电机电流谐波的控制策略，如自抗扰控制器策略以及基于坐标变换的谐波pi抑制等策略。自抗扰控制器策略通过观测器将谐波信号观测出来，并通过非线性pid调节器消除误差。其不足之处在于非线性系统理论尚未成熟，观测器及调节器参数不易整定，将导致系统稳定性以及鲁棒性较差；基于坐标变换的谐波pi抑制策略通过坐标变换的方法，将谐波电流从原电流信号，经过pi调节器生成与谐波信号相反的补偿信号，加入到电流环中，实现谐波补偿。其不足之处在于谐波信号主要是基波信号频率5、7倍，受系统带宽限制以及非线性影响，pi调节过慢且参数不易整定，无法实时补偿中高速谐波电流。

技术实现要素：

本发明实施例所要解决的技术问题在于，提供一种抑制永磁同步电机电流谐波的控制系统及方法，以减少定子电流谐波，同时不受系统非线性影响。

为了解决上述技术问题，本发明实施例提出了一种抑制永磁同步电机电流谐波的控制系统，包括：

电流采样模块：实时采样计算永磁同步电机的三相电流ia、ib、ic以及转子位置θ；

电流坐标变换模块：将三相电流经过电流坐标变换得到同步旋转坐标系下包含谐波电流的分量id与iq；对id与iq由基波电流同步旋转坐标系变换到5次旋转坐标系下，得到包含5次谐波的直流分量i5d与i5q以及基波和7次谐波的交流量；对id与iq由基波电流同步旋转坐标系变换到7次旋转坐标系下，得到包含7次谐波的直流分量i7d与i7q以及基波和5次谐波的交流量；

低通滤波处理模块：处理得到的5次谐波的直流分量i5d与i5q以及7次谐波的直流分量i7d与i7q；

模糊控制决策模块：将谐波直流分量i5d、i5q、i7d和i7q与目标谐波电流i5dref＝i5qref＝i7dref＝i7qref＝0比较得到谐波电流偏差信号e5d、e5q、e7d和e7q，以及相应的偏差变化率ec5d、ec5q、ec7d和ec7q，并计算得到谐波补偿电压u5d、u5q、u7d和u7q；

电压坐标变换模块：将5次同步旋转坐标系下的谐波补偿电压u5d、u5q通过坐标变换到静止两相αβ坐标系下，得到αβ坐标系下的谐波补偿电压uα5、uβ5，将7次同步旋转坐标系下的谐波补偿电压u7d、u7q通过坐标变换到静止两相αβ坐标系下，得到αβ坐标系下的谐波补偿电压uα7、uβ7；

谐波补偿电压注入模块：将谐波补偿电压uα5、uβ5、uα7和uβ7与同步旋转坐标系下的基波电流分量pi调节得到的两相静止坐标系下的参考电压uα0、uβ0叠加，得到最终参考电压信号uα和uβ；及

svpwm调制模块：调制最终参考电压信号uα和uβ，产生六路pwm驱动信号，控制逆变器注入谐波补偿电压到电机三相定子绕组中。

进一步地，模糊控制决策模块包括四个独立的二维模糊控制器，二维模糊控制器包含模糊化、模糊推理、知识库和解模糊；其输入量为谐波偏差信号e5d、e5q、e7d和e7q以及相应偏差变化率ec5d、ec5q、ec7d和ec7q经过模糊化后输出到模糊推理；所述知识库包含用于存储输入输出语言变量的数据库以及用于存储相应专家经验规则的规则库；模糊推理过程参照规则库中专家经验规则，并以模糊语句“if…and…then…”条件语句的形式来表达模糊化后输入谐波偏差信号和输出模糊控制量之间存在的模糊逻辑关系；输出模糊控制量经过解模糊处理后得到谐波补偿电压。

进一步地，5次谐波的两个模糊控制器参数保持一致，输入偏差的e5d、e5q以及偏差变化率ec5d、ec5q的模糊论域均为{-6,-5,-4,-3,-2,-1,0,1,2,3,4,5,6}，与其对应的模糊集合为{nb(负大)，nm(负中)，ns(负小)，zo(零)，ps(正小)，pm(正中)，pb(正大)}，其中nb取z型隶属度函数，pb取s型隶属度函数，其余取三角形隶属度函数，输入偏差量化因子ke5＝6/300＝0.02，偏差变化率因子kec5＝10^-10；模糊输出值的模糊论域为{-3,-2,-1,0,1,2,3}，对应的模糊集合为{nb(负大)，nm(负中)，ns(负小)，zo(零)，ps(正小)，pm(正中)，pb(正大)}，输出变量均取三角形隶属度函数，输出比例因子ku5＝9/3＝3。

进一步地，7次谐波两个模糊控制器参数保持一致，输入偏差的e7d、e7q以及偏差变化率ec7d、ec7q的模糊论域均为{-6,-4,-2,,0,2,4,6}，与其对应的模糊集合为{nb(负大)，ns(负小)，zo(零)，ps(正小)，pb(正大)}，其中nb取z型隶属度函数，pb取s型隶属度函数，其余取三角形隶属度函数，输入偏差量化因子ke7＝6/100＝0.06，偏差变化率因子kec7＝10^-8；模糊输出值的模糊论域为{-3,-2,-1,0,1,2,3}，对应的模糊集合为{nb(负大)，ns(负小)，zo(零)，ps(正小)，pb(正大)}，输出变量均取三角形隶属度函数，输出比例因子ku5＝6/3＝2。

进一步地，由基波电流同步旋转坐标系变换到5次谐波旋转坐标系的变换矩阵如下式所示：

由基波电流同步旋转坐标系变换到7次谐波旋转坐标系的变换矩阵如下式所示：

由同步旋转坐标系下的5次谐波电压变换到静止两相αβ的变换矩阵如下式所示：

由同步旋转坐标系下的7次谐波电压变换到静止两相αβ的变换矩阵如下式所示：

相应地，本发明实施例还提供了一种抑制永磁同步电机电流谐波的控制方法，应用于上述的抑制永磁同步电机电流谐波的控制系统中，包括：

采样步骤：通过电流采样模块实时采样计算电机三相电流ia、ib、ic以及转子位置θ；

电流坐标变换步骤：将三相电流经过电流坐标变换得到同步旋转坐标系下包含谐波电流的分量id与iq；对id与iq由基波电流同步旋转坐标系变换到5次旋转坐标系下，得到包含5次谐波的直流分量i5d与i5q以及基波和7次谐波的交流量；对id与iq由基波电流同步旋转坐标系变换到7次旋转坐标系下，得到包含7次谐波的直流分量i7d与i7q以及基波和5次谐波的交流量；

处理步骤：通过低通滤波处理模块处理得到5次谐波的直流分量i5d与i5q以及7次谐波的直流分量i7d与i7q；

模糊控制步骤：将谐波直流分量i5d、i5q、i7d和i7q与目标谐波电流i5dref＝i5qref＝i7dref＝i7qref＝0比较得到谐波电流偏差信号e5d、e5q、e7d和e7q，并实时计算其偏差变化率ec5d、ec5q、ec7d和ec7q，再输入到模糊控制决策模块得到谐波补偿电压u5d、u5q、u7d和u7q；

电压坐标变换步骤：将5次同步旋转坐标系下的谐波补偿电压u5d、u5q通过坐标变换到静止两相αβ坐标系下，得到αβ坐标系下的谐波补偿电压uα5、uβ5，将7次同步旋转坐标系下的谐波补偿电压u7d、u7q通过坐标变换到静止两相αβ坐标系下，得到αβ坐标系下的谐波补偿电压uα7、uβ7；

电压注入步骤：将谐波补偿电压uα5、uβ5、uα7和uβ7与同步旋转坐标系下的基波电流分量pi调节得到的两相静止坐标系下的参考电压uα0、uβ0叠加，得到最终参考电压信号uα和uβ；

调制步骤：将最终参考电压信号通过svpwm调制模块调制，产生六路pwm驱动信号，控制逆变器注入谐波补偿电压到永磁同步电机的三相定子绕组中，实现电流谐波的抑制。

进一步地，模糊控制决策模块包括四个独立的二维模糊控制器，二维模糊控制器包含模糊化、模糊推理、知识库和解模糊；所述知识库包含用于存储输入输出语言变量的数据库以及用于存储相应专家经验规则的规则库；

所述模糊控制步骤中：将输入的谐波偏差信号e5d、e5q、e7d和e7q以及相应偏差变化率ec5d、ec5q、ec7d和ec7q经过模糊化后输出到模糊推理；模糊推理过程参照规则库中专家经验规则，并以模糊语句“if…and…then…”条件语句的形式来表达模糊化后输入谐波偏差信号和输出模糊控制量之间存在的模糊逻辑关系；输出模糊控制量经过解模糊处理后得到谐波补偿电压。

进一步地，所述模糊控制步骤中：

5次谐波的两个模糊控制器参数保持一致，输入偏差的e5d、e5q以及偏差变化率ec5d、ec5q的模糊论域均为{-6,-5,-4,-3,-2,-1,0,1,2,3,4,5,6}，与其对应的模糊集合为{nb(负大)，nm(负中)，ns(负小)，zo(零)，ps(正小)，pm(正中)，pb(正大)}，其中nb取z型隶属度函数，pb取s型隶属度函数，其余取三角形隶属度函数，输入偏差量化因子ke5＝6/300＝0.02，偏差变化率因子kec5＝10^-10；模糊输出值的模糊论域为{-3,-2,-1,0,1,2,3}，对应的模糊集合为{nb(负大)，nm(负中)，ns(负小)，zo(零)，ps(正小)，pm(正中)，pb(正大)}，输出变量均取三角形隶属度函数，输出比例因子ku5＝9/3＝3。

进一步地，所述模糊控制步骤中：

7次谐波两个模糊控制器参数保持一致，输入偏差的e7d、e7q以及偏差变化率ec7d、ec7q的模糊论域均为{-6,-4,-2,,0,2,4,6}，与其对应的模糊集合为{nb(负大)，ns(负小)，zo(零)，ps(正小)，pb(正大)}，其中nb取z型隶属度函数，pb取s型隶属度函数，其余取三角形隶属度函数，输入偏差量化因子ke7＝6/100＝0.06，偏差变化率因子kec7＝10^-8；模糊输出值的模糊论域为{-3,-2,-1,0,1,2,3}，对应的模糊集合为{nb(负大)，ns(负小)，zo(零)，ps(正小)，pb(正大)}，输出变量均取三角形隶属度函数，输出比例因子ku5＝6/3＝2。

进一步地，电流坐标变换步骤中由基波电流同步旋转坐标系变换到5次谐波旋转坐标系的变换矩阵如下式所示：

由基波电流同步旋转坐标系变换到7次谐波旋转坐标系的变换矩阵如下式所示：

电压坐标变换步骤中由同步旋转坐标系下的5次谐波电压变换到静止两相αβ的变换矩阵如下式所示：

由同步旋转坐标系下的7次谐波电压变换到静止两相αβ的变换矩阵如下式所示：

本发明的有益效果为：本发明可实时检测电流基波中5、7次谐波分量，并计算相应的谐波补偿电压注入到最终参考电压矢量中，从而实现抑制永磁同步电机电流谐波的作用，且模糊控制策略对于非线性时变系统具有更强鲁棒性，进而提高电机控制性能。

附图说明

图1是本发明实施例的抑制永磁同步电机电流谐波的控制系统的结构示意图。

图2是本发明实施例的基波电流、5次和7次谐波电流同步旋转坐标系的空间关系图。

图3是本发明实施例的基于矢量控制的高次旋转坐标下谐波电流提取、谐波补偿电压计算以及谐波补偿电压注入控制策略框图。

图4是本发明实施例的5次谐波d轴电流模糊控制器结构图。

图5是本发明实施例的谐波补偿前后dq轴电流波形图。

图6是本发明实施例的抑制永磁同步电机电流谐波的控制方法的流程示意图。

具体实施方式

需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互结合，下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细说明。

本发明实施例中若有方向性指示(诸如上、下、左、右、前、后……)仅用于解释在某一特定姿态(如附图所示)下各部件之间的相对位置关系、运动情况等，如果该特定姿态发生改变时，则该方向性指示也相应地随之改变。

另外，在本发明中若涉及“第一”、“第二”等的描述仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示其相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。

请参照图1，本发明实施例的抑制永磁同步电机电流谐波的控制系统由电流采样模块、电流坐标变换模块、低通滤波处理模块、模糊控制决策模块、电压坐标变换模块、谐波补偿电压注入模块以及svpwm调制模块组成。

在永磁同步电机稳态运行中，因气隙磁场畸变、逆变器死区和管压降等因素，会导致电机波形畸变，使其含有大量高次谐波，会导致电机转矩波动，其中5、7次谐波电流分量对电机性能影响较大，会导致电磁转矩产生6次脉动。在三相静止坐标下，5次谐波电流向量旋转方向与基波向量旋转方向相反，旋转速度为5ω；7次谐波电流向量旋转方向与基波电压向量旋转方向相同，旋转速度为7ω。由基波电流同步旋转坐标系变换到5次和7次谐波旋转坐标系的变换矩阵如式(1)和式(2)所示：

结合图2所示，电流采样模块实时采样计算电机三相电流ia、ib、ic以及转子位置θ。电流坐标变换模块：三相电流经过电流坐标变换得到同步旋转坐标系下包含谐波电流的分量id与iq；id与iq按照式(1)谐波变换矩阵运算，在5次旋转坐标系下得到包含5次谐波的直流分量i5d与i5q以及基波和7次谐波的交流量，经过低通滤波模块处理得到5次谐波的直流分量i5d与i5q；id与iq按照式(2)谐波变换矩阵运算，在7次旋转坐标系下得到包含7次谐波的直流分量i7d与i7q以及基波和5次谐波的交流量，经过低通滤波模块处理得到7次谐波的直流分量i7d与i7q。

结合图3和图4所示，本发明模糊控制决策模块的模糊控制决策具体实施方式为：将谐波直流分量i5d、i5q、i7d和i7q与目标谐波电流i5dref＝i5qref＝i7dref＝i7qref＝0比较得到谐波电流偏差信号e5d、e5q、e7d和e7q，并实时计算其偏差变化率ec5d、ec5q、ec7d和ec7q。所述的模糊控制决策模块包含4个结构一致但独立的模糊控制器。作为一种实施方式，具体实施过程中5次谐波两个模糊控制器参数保持一致，输入偏差的e5d、e5q以及偏差变化率ec5d、ec5q的模糊论域均为{-6,-5,-4,-3,-2,-1,0,1,2,3,4,5,6}，与其对应的模糊集合为{nb(负大)，nm(负中)，ns(负小)，zo(零)，ps(正小)，pm(正中)，pb(正大)}，其中nb取z型隶属度函数，pb取s型隶属度函数，其余取三角形隶属度函数，输入偏差量化因子ke5＝6/300＝0.02，偏差变化率因子kec5＝10^-10；模糊输出值的模糊论域为{-3,-2,-1,0,1,2,3}，对应的模糊集合为{nb(负大)，nm(负中)，ns(负小)，zo(零)，ps(正小)，pm(正中)，pb(正大)}，输出变量均取三角形隶属度函数，输出比例因子ku5＝9/3＝3；

作为一种实施方式，具体实施过程中7次谐波两个模糊控制器参数保持一致，输入偏差的e7d、e7q以及偏差变化率ec7d、ec7q的模糊论域均为{-6,-4,-2,,0,2,4,6}，与其对应的模糊集合为{nb(负大)，ns(负小)，zo(零)，ps(正小)，pb(正大)}，其中nb取z型隶属度函数，pb取s型隶属度函数，其余取三角形隶属度函数，输入偏差量化因子ke7＝6/100＝0.06，偏差变化率因子kec7＝10^-8；模糊输出值的模糊论域为{-3,-2,-1,0,1,2,3}，对应的模糊集合为{nb(负大)，ns(负小)，zo(零)，ps(正小)，pb(正大)}，输出变量均取三角形隶属度函数，输出比例因子ku5＝6/3＝2。最终根据模糊控制决策模块得到谐波补偿电压u5d、u5q、u7d和u7q。

由同步旋转坐标系下的5次和7次谐波电压变换到静止两相αβ的变换矩阵如式(3)和式(4)所示：

电压坐标变换模块：将5次同步旋转坐标系下的谐波补偿电压u5d、u5q按照式(3)谐波电压坐标变换到静止两相αβ坐标系下，得到αβ坐标系下的谐波补偿电压uα5、uβ5，将7次同步旋转坐标系下的谐波补偿电压u7d、u7q按照式(3)谐波电压坐标变换到静止两相αβ坐标系下，得到αβ坐标系下的谐波补偿电压uα7、uβ7。谐波补偿电压注入模块：将谐波补偿电压uα5、uβ5、uα7和uβ7与同步旋转坐标系下的基波电流分量pi调节得到的两相静止坐标系下的参考电压uα0、uβ0叠加，得到最终参考电压信号uα和uβ。最终参考电压信号通过svpwm调制模块调制，产生六路pwm驱动信号，控制逆变器注入谐波补偿电压到电机三相定子绕组中，从而实现电流谐波的抑制。

图5是采用本发明所述方法后dq轴电流波形，如图中所示，在未使用抑制谐波策略前，dq轴电流id与iq高频波动较大，存在明显的高频谐波成分，注入谐波补偿电压后，电流波动明显减小，谐波成分得到有效抑制。

请参照图6，本发明实施例的抑制永磁同步电机电流谐波的控制方法包括采样步骤、电流坐标变换步骤、处理步骤、模糊控制步骤、电压坐标变换步骤、电压注入步骤及调制步骤。

采样步骤：通过电流采样模块实时采样计算电机三相电流ia、ib、ic以及转子位置θ。

电流坐标变换步骤：将三相电流经过电流坐标变换得到同步旋转坐标系下包含谐波电流的分量id与iq；对id与iq由基波电流同步旋转坐标系变换到5次旋转坐标系下，得到包含5次谐波的直流分量i5d与i5q以及基波和7次谐波的交流量；对id与iq由基波电流同步旋转坐标系变换到7次旋转坐标系下，得到包含7次谐波的直流分量i7d与i7q以及基波和5次谐波的交流量。

处理步骤：通过低通滤波处理模块处理得到5次谐波的直流分量i5d与i5q以及7次谐波的直流分量i7d与i7q。

模糊控制步骤：将谐波直流分量i5d、i5q、i7d和i7q与目标谐波电流i5dref＝i5qref＝i7dref＝i7qref＝0比较得到谐波电流偏差信号e5d、e5q、e7d和e7q，并实时计算其偏差变化率ec5d、ec5q、ec7d和ec7q，再输入到模糊控制决策模块得到谐波补偿电压u5d、u5q、u7d和u7q。

电压坐标变换步骤：将5次同步旋转坐标系下的谐波补偿电压u5d、u5q通过坐标变换到静止两相αβ坐标系下，得到αβ坐标系下的谐波补偿电压uα5、uβ5，将7次同步旋转坐标系下的谐波补偿电压u7d、u7q通过坐标变换到静止两相αβ坐标系下，得到αβ坐标系下的谐波补偿电压uα7、uβ7。

电压注入步骤：将谐波补偿电压uα5、uβ5、uα7和uβ7与同步旋转坐标系下的基波电流分量pi调节得到的两相静止坐标系下的参考电压uα0、uβ0叠加，得到最终参考电压信号uα和uβ。

调制步骤：将最终参考电压信号通过svpwm调制模块调制，产生六路pwm驱动信号，控制逆变器注入谐波补偿电压到永磁同步电机的三相定子绕组中，实现电流谐波的抑制。

作为一种实施方式，模糊控制决策模块包括四个独立的二维模糊控制器，二维模糊控制器包含模糊化、模糊推理、知识库和解模糊；所述知识库包含用于存储输入输出语言变量的数据库以及用于存储相应专家经验规则的规则库；

所述模糊控制步骤中：将输入的谐波偏差信号e5d、e5q、e7d和e7q以及相应偏差变化率ec5d、ec5q、ec7d和ec7q经过模糊化后输出到模糊推理；模糊推理过程参照规则库中专家经验规则，并以模糊语句“if…and…then…”条件语句的形式来表达模糊化后输入谐波偏差信号和输出模糊控制量之间存在的模糊逻辑关系；输出模糊控制量经过解模糊处理后得到谐波补偿电压。

作为一种实施方式，所述模糊控制步骤中：

5次谐波的两个模糊控制器参数保持一致，输入偏差的e5d、e5q以及偏差变化率ec5d、ec5q的模糊论域均为{-6,-5,-4,-3,-2,-1,0,1,2,3,4,5,6}，与其对应的模糊集合为{nb(负大)，nm(负中)，ns(负小)，zo(零)，ps(正小)，pm(正中)，pb(正大)}，其中nb取z型隶属度函数，pb取s型隶属度函数，其余取三角形隶属度函数，输入偏差量化因子ke5＝6/300＝0.02，偏差变化率因子kec5＝10^-10；模糊输出值的模糊论域为{-3,-2,-1,0,1,2,3}，对应的模糊集合为{nb(负大)，nm(负中)，ns(负小)，zo(零)，ps(正小)，pm(正中)，pb(正大)}，输出变量均取三角形隶属度函数，输出比例因子ku5＝9/3＝3。

作为一种实施方式，所述模糊控制步骤中：

7次谐波两个模糊控制器参数保持一致，输入偏差的e7d、e7q以及偏差变化率ec7d、ec7q的模糊论域均为{-6,-4,-2,,0,2,4,6}，与其对应的模糊集合为{nb(负大)，ns(负小)，zo(零)，ps(正小)，pb(正大)}，其中nb取z型隶属度函数，pb取s型隶属度函数，其余取三角形隶属度函数，输入偏差量化因子ke7＝6/100＝0.06，偏差变化率因子kec7＝10^-8；模糊输出值的模糊论域为{-3,-2,-1,0,1,2,3}，对应的模糊集合为{nb(负大)，ns(负小)，zo(零)，ps(正小)，pb(正大)}，输出变量均取三角形隶属度函数，输出比例因子ku5＝6/3＝2。

作为一种实施方式，电流坐标变换步骤中由基波电流同步旋转坐标系变换到5次谐波旋转坐标系的变换矩阵如下式所示：

由基波电流同步旋转坐标系变换到7次谐波旋转坐标系的变换矩阵如下式所示：

作为一种实施方式，电压坐标变换步骤中由同步旋转坐标系下的5次谐波电压变换到静止两相αβ的变换矩阵如下式所示：

由同步旋转坐标系下的7次谐波电压变换到静止两相αβ的变换矩阵如下式所示：

尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同范围限定。