过电流保护电路的制作方法

本申请是2017年3月3日提出的、申请号为201780026285.8、名称为“过电流保护电路”的发明申请的分案申请。

本发明涉及过电流保护电路。

背景技术：

通常，许多半导体集成电路设备设置有过电流保护电路作为它们的异常保护电路。例如，车载ipd(智能功率设备)设置有过电流保护电路，其限制流过功率晶体管的输出电流量不超出过电流设置值，以防止设备在连接到功率晶体管的负载中发生断路的情况下损坏。近年来，已经提供了能够通过使用外部电阻器根据需要来调整过电流设置值的过电流保护电路。

与上述相关的常规技术的示例公开在以下列出的专利文献1和专利文献2中。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2015-46954号公报

专利文献2：日本特开2012-211805号公报

技术实现要素：

技术问题

然而，连接到功率晶体管的负载包括在其正常运行中需要瞬时流经的大输出电流的一个负载(诸如，容性负载)。在待监测的目标是这样的输出电流的情况下，利用常规的过电流保护电路，具有单个的过电流设置值，难以实现确保瞬时电流和负载适合的过电流保护。

特别地，近年来，车载ic需要符合iso26262(生产汽车中电气电子系统的功能性安全的国际标准)，并且同样地对于车载ipd，更高的可靠性设计已经变得重要。

这里公开的发明鉴于本发明的发明人所发现的上述问题而作出，并且其目的在于提供能够同时实现确保瞬时电流和负载适合的过电流保护的过电流保护电路。

解决问题的方案

这里公开的过电流保护电路包括：阈值生成器，该阈值生成器根据阈值控制信号在过电流检测阈值应该是第一设置值还是低于第一设置值的第二设置值进行切换；过电流检测器，该过电流检测器将根据监测电流的感测信号与过电流检测阈值进行比较，从而产生过电流保护信号；参考值生成器，该参考值生成器根据第二设置值生成参考值；比较部，该比较部将感测信号与参考值进行比较，从而生成比较信号；以及阈值控制器，该阈值控制器监测比较信号，从而产生阈值控制信号(第一配置)。

在具有第一配置的过电流保护电路中，当过电流检测阈值已经被设置为第一设置值时，阈值控制器可以生成阈值控制信号，使得在感测信号保持参考值以上的情况下，在经过屏蔽时段的时间点，过电流检测阈值被切换到第二设置值(第二配置)。

在具有第二配置的过电流保护电路中，当过电流检测阈值已经被设置为第二设置值时，阈值控制器可以生成阈值控制信号，使得在感测信号降至参考值以下的时间点，过电流检测阈值被切换到第一设置值(第三配置)。

在具有第二或第三配置的过电流保护电路中，屏蔽时段可以是可变值(第四配置)。

在具有第一至第四配置中的任一个的过电流保护电路中，第一设置值可以是固定值，第二设置值可以是可变值(第五配置)。

这里公开的半导体集成电路设备包括集成在其中的功率晶体管，该功率晶体管将输出电流流过的电流路径在导通状态和截止状态之间进行切换；输出电流监测器，其根据输出电流生成感测信号；栅极控制器，其根据控制信号生成功率晶体管的驱动信号；以及具有第一至第五配置中的任一个的过电流保护电路，其监测感测信号从而产生过电流保护信号。这里，栅极控制器具有根据过电流保护信号强制关断功率晶体管的功能(第六配置)。

具有第六配置的半导体集成电路设备还可以包括集成在其中的信号输出部，该信号输出部选择性地向设备外部输出输出电流的检测结果和异常标志中的一个作为状态通知信号(第七种配置)。

这里公开的电子装置包括具有第六或第七配置的半导体集成电路设备，以及连接到半导体集成电路设备的负载(第八配置)。

在具有第八配置的电子装置中，负载可以是球泡灯、继电器线圈、螺线管、发光二极管或电动机(第九配置)。

这里公开的车辆包括具有第八或第九配置的电子装置(第十配置)。

这里公开的过电流保护电路包括：第一阈值生成器，其根据第一阈值控制信号，切换第一过电流检测阈值应当是第一设置值还是低于第一设置值的第二设定值；第二阈值生成器，其根据第二阈值控制信号，切换第二过电流检测阈值应当是第三设置值还是低于第三设置值的第四设置值；第一过电流检测器，其比较根据第一监测电流的第一感测信号与第一过电流检测阈值，从而生成第一过电流保护信号；第二过电流检测器，其比较根据第二监测电流的第二感测信号与第二过电流检测阈值，从而生成第二过电流保护信号；第一参考值生成器，其根据第二设置值生成第一参考值；第二参考值生成器，其根据第四设置值产生第二参考值；第一比较部，其将第一感测信号与第一参考值进行比较，从而生成第一比较信号；第二比较部；其将第二感测信号与第二参考值进行比较，从而生成第二比较信号；以及阈值控制器，其监测第一比较信号和第二比较信号，从而生成第一阈值控制信号和第二阈值控制信号(第十一配置)。

在具有第十一配置的过电流保护电路中，阈值控制器可以包括：用于外部连接电容器的外部端子；比较器，其将出现在外部端子处的充电电压与预定的参考电压进行比较，从而产生内部信号；第一触发器，根据内部信号和第一比较信号生成第一阈值控制信号；第二触发器，根据内部信号和第二比较信号生成第二阈值控制信号；放电控制器，其根据内部信号执行电容器的放电控制；以及充电控制器，其根据第一比较信号和第二比较信号执行电容器的充电控制(第十二配置)。

在具有第十二配置的过电流保护电路中，放电控制器不仅可以接受内部信号的输入，还可以接受第一比较信号、第二比较信号、第一阈值控制信号和第二阈值控制信号的输入，并且在第一比较信号和第二比较信号中的一个发生逻辑电平变化并且电容器的充电操作开始之后，在充电电压变得高于参考电压之前，第一比较信号和第二比较信号中的另一个发生逻辑电平变化的情况下，电容器可以放电(第十三配置)。

在具有第十三配置的过电流保护电路中，阈值控制器还可以包括：第一延迟部，其对第一比较信号给出延迟，从而生成第一延迟信号；以及第二延迟部，其对第二比较信号给出延迟，由此生成第二延迟信号，并且第一延迟信号和第二延迟信号代替第一比较信号和第二比较信号可以分别输入到第一触发器和第二触发器(第十四配置)。

在具有第十一至第十四配置中任一个的过电流保护电路中，第一设置值和第三设置值可以都是固定值，第二设置值和第四设定值可以都是可变值(第十五配置)。

这里公开的半导体集成电路设备包括集成在其中的第一功率晶体管，其将流过第一输出电流的第一电流路径在导通状态和截止状态进行切换；第二功率晶体管，其将流过第二输出电流的第二电流路径在导通状态和截止状态进行切换；第一输出电流监测器，其根据第一输出电流生成第一感测信号；第二输出电流监测器，其根据第二输出电流生成第二输出电流；第一栅极控制器，其根据第一控制信号生成用于第一功率晶体管的第一驱动信号；第二栅极控制器，其根据第二控制信号生成用于第二功率晶体管的第二驱动信号；以及具有第十一至第十五配置中任一个的过电流保护电路，其监测第一感测信号和第二感测信号，从而生成第一过电流保护信号和第二过电流保护信号。这里，第一栅极控制器和第二栅极控制器分别具有根据第一过电流保护信号和第二过电流保护信号强制关断第一功率晶体管和第二功率晶体管的功能(第十六配置)。

具有第十六配置的半导体集成电路设备还可以包括集成在其中的第一信号输出部，该第一信号输出部生成第一输出电流的检测结果和异常标志中的一个作为第一状态通知信号；第二信号输出部，其生成第二输出电流的检测结果和异常标志中的一个作为第二状态通知信号；以及多路复用器，其选择性地向设备外部输出第一状态通知信号和第二状态通知信号中的一个(第十七配置)。

本文公开的电子装置包括具有第十六或第十七配置的半导体集成电路设备、连接到第一功率晶体管的第一负载、以及连接到第二功率晶体管的第二负载(第十八配置)。

在具有第十八配置的电子装置中，第一负载和第二负载可以各自是球泡灯、继电器线圈、螺线管、发光二极管或电动机(第十九配置)。

这里公开的车辆包括具有第十八或第十九配置的电子装置(第二十配置)。

发明的效果

根据在此公开的发明，能够提供同时实现确保瞬时电流和负载适合的过电流保护的过电流保护电路。

附图说明

图1是示出半导体集成电路设备的第一实施例的框图；

图2是示出信号输出部的配置的示例的框图；

图3是示出栅极控制器的配置的示例的框图；

图4是示出过电流保护电路的配置的示例的框图；

图5是示出第一电流生成器的配置的示例的电路图；

图6是示出第二电流生成器的配置的示例的电路图；

图7是示出阈值电压生成器和过电流检测器的配置的示例的电路图；

图8是示出过电流设置值的示例的示意图；

图9是示出参考电压生成器和比较部的配置的示例的电路图；

图10是示出阈值控制器的配置的示例的电路图；

图11是过电流保护操作的示例的时序图；

图12是示出阈值切换操作的示例的流程图；

图13是示出过电流保护电路的第一使用示例的示意图；

图14是示出过电流保护电路的第二使用示例的示意图；

图15是示出半导体集成电路设备的第二实施例的框图；

图16是示出两通道过电流保护电路的配置的示例的框图；

图17是示出阈值控制器的第一示例的框图；

图18是示出第一示例的阈值切换操作的时序图；

图19是示出第一示例的缺点的时序图；

图20是阈值控制器的第二示例的框图；

图21是示出放电控制器的配置的示例的框图；

图22是示出第二示例的阈值切换操作的时序图；

图23是示出第二示例的缺点的时序图；

图24是示出阈值控制器的第三示例的框图；

图25是示出第三示例的阈值切换操作的时序图；

图26是示出阈值切换操作的示例的流程图；

图27是示出引入复用器的示例的框图；以及

图28是车辆的外观图，示出车辆的配置的示例。

具体实施方式

<半导体集成电路设备(第一实施例)>

图1是示出半导体集成电路设备的第一实施例的框图。本实施例的半导体集成电路设备1是根据来自ecu(电子控制单元)2的指令来实现供电电压vbb的施加端子与负载3之间的导通/切断状态的车载高边开关ic(一种车载ipd)

这里，半导体集成电路设备1包括外部端子t1至t4作为与设备外部建立电气连接的单元。外部端子t1是用于从未示出的电池接收供电电压vbb(例如，12v)的供应的供电端子(vbb管脚)。外部端子t2是用于在外部连接负载3(诸如，球泡灯、继电器线圈、螺线管、发光二极管或电动机)的负载连接端子(out管脚)。外部端子t3是用于从ecu2接收外部控制信号si的外部输入的信号输入端子(in管脚)。外部端子t4是用于在外部向ecu2输出状态通知信号so的信号输出管脚(sense管脚)。这里，外部端子t4与接地端子之间，在外部连接有外部感测电阻器4。

半导体集成电路设备1包括集成在其中的nmosfet10、输出电流监测器20、栅极控制器30、控制逻辑部40、信号输入部50、内部电源60、异常保护部70、输出电流检测器80以及信号输出部90。

nmosfet10是高耐压(例如，耐压42v)功率晶体管，其漏极连接到外部端子t1，源极连接到外部端子t2。以这种方式连接的nmosfet10用作将从供电电压vbb的施加端子经由负载3到接地端子之间的电流路径在导通状态与切断状态之间进行切换的开关元件(高边开关)。nmosfet10在栅极驱动信号g1处于高电平时被导通，在栅极驱动信号g1处于低电平时被截止。

nmosfet10可以被设计为其导通电阻为几十mω。然而，nmosfet10的导通电阻值越低，越可能在发生外部端子t2的接地故障时(即，短接到接地端子或短接到具有等效低电位的端子时)流过过电流，这会导致异常发热。因此，nmosfet10的导通电阻越低，随后都将描述的过电流保护电路71和温度保护电路73变得越重要。

输出电流监测器20包括nmosfet21和nmosfet21′以及感测电阻器22，并且根据流过nmosfet10的输出电流io生成感测电压vs(＝与感测信号对应)。

作为并联连接到nmosfet10的镜像晶体管的nmosfet21和nmosfet21′两者根据输出电流io分别生成感测电流is和is′。nmosfet10与nmosfet21和21′之间的大小比例是m:1(其中m>1)。因此，感测电流is和is′等于输出电流io的1/m。与nmosfet10相同，nmosfet21和21′在栅极驱动信号g1处于高电平时导通，在栅极电压g2处于低电平时截止。

感测电阻器22(电阻：rs)连接在nmosfet21的源极与外部端子t2之间，并且是根据感测电流is生成感测电压vs(＝is×rs+vo，其中vo表示出现在外部端子t2的输出电压)的电流/电压转换元件。

栅极控制器30生成提高栅极控制信号s1的电流能力的栅极驱动信号g1，并且将栅极驱动信号g1输出到nmosfet10和nmosfet21的栅极，由此控制nmosfet10和nmosfet21的导通/截止。这里，栅极控制器30包括如下功能：在过电流保护信号s71处于检测到异常时的逻辑电平的情况下，不管栅极控制信号s1如何，强制地使nmosfet10和21截止。

控制逻辑部40在接收到内部供电电压vreg时，生成栅极控制信号s1。例如，当外部控制信号si处于高电平(＝使nmosfet导通的逻辑电平)时，从内部电压60提供内部供电电压vreg，使得将控制逻辑部40变为工作状态，并且栅极控制信号s1变为高电平(＝vreg)。另一方面，当外部控制信号si处于低电平(＝使nmosfet10截止的逻辑电平)时，不从内部电源60提供内部供电电压vreg，使得控制逻辑部40变为非工作状态，并且栅极控制信号s1变为低电平(＝gnd)。另外，控制逻辑部40监测各种异常保护信号(过电流保护信号s71、开路保护信号72、温度保护信号s73以及电压降低保护信号s74)。控制逻辑部40还具有根据上述异常保护信号之中的过电流保护信号s71、开路保护信号72、温度保护信号s73的监测结果来生成输出开关信号s2的功能。

信号输入部50是施密特触发器，其接收来自外部端子t3的外部控制信号si，并将其发送到控制逻辑部40和内部电源60。这里，外部控制信号si变为高电平以使nmosfet10导通，变为低电平以使nmosfet10截止。

内部电源60从供电电压vbb生成预定内部供电电压vreg，并且将其提供给半导体集成电路设备1的每个部分。这里，根据外部控制信号si来控制内部电源60是否能够工作。更具体地，内部电源60在外部控制信号si处于高电平时处于工作状态，在外部控制信号si处于低电平时处于非工作状态。

异常保护部70是检测半导体集成电路设备1中发生的各种异常的电路块，并且包括过电流保护电路71、开路保护电路72、温度保护电路73以及电压降低保护电路74。

过电流保护电路71根据感测电压vs的监测结果(是否发生输出电流io的过电流异常)来生成过电流保护信号s71。这里，过电流保护信号s71例如当未检测到异常时变为低电平，当检测到异常时变为高电平。

开路保护电路72根据输出电压vo的监测结果(是否发生负载3的开路异常)生成开路保护信号s72。这里，例如当未检测到异常时开路保护信号s72变为低电平，当检测到异常时开路保护信号s72变为高电平。

温度保护电路73包括用于检测半导体集成电路设备1中(尤其是，nmosfet10周围)的异常发热的温度检测元件(未示出)，并且根据检测结果(是否发生异常发热)生成温度保护信号s73。这里，例如温度保护信号s73在未检测到异常时温度保护信号s73变为低电平，在检测到异常时温度保护信号s73变为高电平。

电压降低保护电路74根据供电电压vbb或内部供电电压vreg的监测结果(是否发生电压降低异常)生成电压降低保护信号s74。这里，例如电压降低保护信号s74在未检测到异常时电压降低保护信号s74变为低电平，在检测到异常时电压降低保护信号s74变为高电平。

输出电流检测器80利用偏置单元(未示出)使得nmosfet21′的源极电压等于输出电压vo，并且由此根据输出电流io生成感测电流is′(＝io/m)并将其输出到信号输出部90。

基于输出选择信号s2，信号输出部90向外部端子t4选择性地输出感测电流is′(＝与输出电流io的检测结果对应)和固定电压v90(＝与附图中未明确示出的异常标志对应)中的一个。这里，在选择性地输出感测电流is′的情况下，通过外部感测电阻器4(电阻：r4)对感测电流is′进行电流/电压转换所获得的输出检测电压v80(＝is′×r4)被作为状态通知信号发送到ecu2。这里，输出检测电压v80随输出电流io增大而增大，并且随输出电流io减小而减小。另一方面，当选择地输出固定电压v90时，固定电压v90被作为状态通知信号发送到ecu2。

<信号输出部>

图2是示出信号输出部90的配置的示例的框图。该配置示例的信号输出部90包括选择器91。当输出选择信号s2处于未检测到异常的逻辑电平(例如，低电平)时，选择器91向外部端子t4选择性地输出感测电流is′，当输出选择信号s2处于检测到异常的逻辑电平(例如，高电平)时，选择器91向外部端子t4选择性地输出固定电压v90。这里，固定电压v90被设置为高于上述输出检测电压v80的上限值的电压值。

根据这样的信号输出部90，能够通过使用单个状态通知信号so向ecu2发送输出电流io的检测结果和异常标志两者，因此有助于减少外部端子的数量。这里，在从状态通知信号so读取输出电流io的当前值的情况下，对于状态信号so执行a/d(模数)转换。另一方面，在从状态信号so读取异常标志的情况下，通过使用略低于固定电压v90的阈值来确定状态信号so的逻辑电平。

<栅极控制器>

图3是示出栅极控制器30的配置示例的框图。本配置示例的栅极控制器30包括栅极驱动器31、振荡器32、电荷泵33、钳位器34和nmosfet35。

栅极驱动器31连接在电荷泵33的输出端子(＝自举电压vg的施加端子)和外部端子t2(输出电压vo的施加端子)之间，并且生成提高栅极控制信号s1的电流容量的栅极驱动信号g1。这里，当栅极控制信号s1处于高电平时，栅极驱动信号g1处于高电平(＝vg)，当栅极控制信号s1处于低电平时，栅极驱动信号g1处于低电平。

振荡器32生成预定频率的时钟信号clk，并且将其输出给电荷泵33。振动器32是否能够工作根据从控制逻辑部40接收到的使能信号sa来控制。

电荷泵33通过使用时钟信号clk驱动飞跃电容器，来生成高于供电电压vbb的自举电压vg。这里，电荷泵33是否能够工作根据从控制逻辑部40接收到的使能信号sb来控制。

钳位器34连接在外部端子t1(供电电压vbb的施加端子)与nmosfet的栅极之间。在将感应负载3连接到外部端子t2的施加中，当将nmosfet10从on切换到off时，负载3的反电动势使得输出电压vo变为负电压(<gnd)。因此，钳位器34(被称为有源钳位电路)被提供用于能量吸收。

nmosfet35的漏极连接到nmosfet10的栅极。nmosfet35的源极连接到外部端子t2。nmosfet35的栅极连接到过电流保护信号s71的施加端子。

在本配置示例的栅极控制器30中，当第一过电流保护信号s71处于低电平(＝未检测到异常的逻辑电平)时，nmosfet35截止，并且相应地栅极驱动信号g1以正常方式施加到nmosfet10。另一方面，当过电流保护信号s71处于高电平(＝检测到异常时的逻辑电平)时，nmosfet导通，并且相应地使得nmosfet10的栅极与源极之间短路。

通过这种方式，本配置示例的栅极控制器30具有控制栅极驱动信号g1使得当过电流保护信号s71处于高电平(＝检测到异常时的逻辑电平)时，nmosfet被强制截止。

<过电流保护电路>

图4是示出过电流保护电路71的配置示例的框图。本配置示例的过电流保护电路71包括第一电流生成器110、第二电流生成器120、阈值电压生成器130、过电流检测器140、参考电压生成器150、比较部160和阈值控制器170。

第一电流生成器110生成第一电流iref，并且将其输出到阈值电压生成器130。第一电流iref具有在半导体集成电路设备1内固定的电流值。

第二电流生成器120生成第二电流iset，并且将其输出到阈值电压生成器130。第二电流iset具有根据需要从半导体电流设备1的外部可调整的电流值。

阈值电压生成器130根据阈值控制信号s170，在将阈值电压vth(＝与过电流检测阈值对应)设置为内部设置值vthh或者外部设置值vthl(vthh>vthl)之间进行切换。这里，内部设置值vthh是根据第一电流iref设置的固定值(＝与第一设置值对应)。另一方面，外部设置值vthl是根据第二电流iset设置的可变值(＝与第二设置值对应)。

过电流检测器140比较感测电压vs与阈值电压vth，由此生成过电流保护信号s71。

参考电压生成器150根据第二电流iset设置参考电压viset(＝与参考值对应)。

比较部160比较感测电压vs与参考电压viset，由此生成比较信号vcmp。

阈值控制器170监测比较信号vcmp，由此生成阈值控制信号s170。这里，当内部设置值vthh应当被选择为阈值电压vth时，阈值控制信号s170变为低电平，外部设置值vthl应当被选择为阈值电压vth时，阈值控制信号s170变为高电平。

<第一电流生成器>

图5是示出第一电流生成器110的配置示例的电路图。本配置示例的第一电流生成器110包括运算放大器111、nmosfet112和电阻器113(电阻：r113)。

运算放大器111的供电端子连接到内部供电电压vreg的施加端子。运算放大器的参考电势端子连接到接地端子(gnd)。运算放大器111的正相输入端子(+)连接到参考电压vref(例如，不易受到供电变化、温度变化等影响的带隙参考电压)的施加端子。运算放大器111的反相端子(-)和nmosfet112的源极连接到电阻器113的第一端子。电阻器113的第二端子连接到接地端子gnd。运算放大器111的输出端子连接到nmosfet112的栅极。nmosfet112的漏极连接到第一电流iref的输出端子。

如上所述连接的运算放大器111控制晶体管112的栅极使得反相输入端子(+)和正相输入端子(-)虚短路。因此，具有固定值的第一电流(＝vref×r113)流过电阻器113。

<第二电流生成器>

图6是示出第二电流生成器120的配置示例的电路图。本配置示例的第二电流生成器120包括运算放大器121、nmosfet122、电阻器123(电阻：r123)和外部端子set。

内部供电电压vreg的施加端子连接到运算放大器121的供电端子。运算放大器121的参考电势端子连接到接地端子gnd。运算放大器121的正相输入端子(+)连接到参考电压vref的施加端子。运算放大器121的反相输入端子(-)连接和nmosfet122的源极连接到外部端子set。运算放大器121的输出端子连接到nmosfet122的栅极。nmosfet122的漏极连接到第二电流iset的输出端子。电阻器123在半导体集成电路设备1的外部连接在外部端子set与接地端子gnd之间。

如上所述连接的运算放大器121控制晶体管122的栅极使得正相输入端子(+)和反相输入端子(-)虚短路。因此，根据电阻器123的电阻r123的第二电流iset(＝vref×r123)流过电阻器123。也就是说，第二电流iset随着电阻r123增大而增大，随着电阻r123减小而减小。因此，能够通过使用在外部连接的电阻器123根据需要来调整第二电流iset。这里，通过在运算放大器121内的差分级使用共源共栅电路，可以更准确地设置第二电流iset。

<阈值电压生成器、过电流检测器>

图7是示出阈值电压生成器130和过电流检测器140的配置示例的电路图。阈值电压生成器130包括电流源131、电阻器132和电流镜133。另一方面，过电流检测器140包括比较器141。

电流源131连接在电流镜133的电流输入端子与恒电压vbbm5的施加端子之间，并且根据阈值控制电流s170选择性地输出第一电流iref和第二电流iset中的一个。更具体地，当阈值控制信号s170处于低电平时，电流源131选择性地输出第一电流iref，当阈值控制信号s170处于高电平时，电流源131选择性地输出第二电流iset。

电阻器132连接在电流镜133的电流输出端子和输出电压vo的施加端子(也就是外部端子t2)之间，并且电阻器132的电阻值根据阈值控制信号s170切换到第一电阻rref1和第二电阻rref2中的一个。更具体地，当阈值控制信号s170处于低电平时，电阻器132的电阻是第一电阻rref1，当阈值控制信号s170处于高电平时，电阻器132的电阻是第二电阻rref2。

电流镜133在接收到恒电压vbb_ref和自举电压vg的供应时工作，将从电流源131输入到其的第一电流iref或第二电流iset进行镜像，并且输出到电阻器132。因此，在电流镜133的电流输出端子(电阻器132的高电势端子)，生成电压值根据阈值控制信号s170进行切换的阈值电压vth。更具体地，当阈值控制信号s170处于低电平时，阈值电压vth是内部设置值vthh(＝iref×rref1)，当阈值控制信号s170处于高电平时,阈值电压vth是外部设置值vthl(＝iset×rref2)。这里，电流镜133还用作电平移位器，其将第一电流iref或第二电流iset从第一供电系统(vbb_ref-vbbm5系统)递送到第二供电系统(vg-vo系统)。

这里，恒电压vbb_ref和恒电压vbbm5都是在半导体集成电路设备1中生成的参考电压，例如vbb_ref≈vbb并且vbbm5≈vbb5v。

比较器141的供电端子连接到自举电压vg的施加端子。比较器141的参考电势端子连接到输出电压vo的施加端子(外部端子t2)。比较器141的正相输入端子(+)连接到感测电压vs的施加端子。比较器141的正相输入端子(-)连接到阈值电压vth的施加端子。以这种方式连接的比较器141将感测电压vs与阈值电压vth进行比较，并且由此生成过电流保护信号s71。当感测电压vs低于阈值电压vth时，过电流保护信号s71变为低电平(检测出过电流时的逻辑电平)，当感测电压vs高于阈值电压vth时，过电流保护信号s71变为高电平(未检测出过电流时的逻辑电平)。

图8是示出过电流设置值的示例的示意图。如上所述，与感测电压vs进行比较的阈值电压vth根据阈值控制信号s170被切换到内部设置值vthh和外部设置值vthl中的一个。这相当于与输出电流io进行比较的过电流设置值iocp被切换到内部设置值iocph和外部设置值iocpl中的一个。

这里，期望内部设置值iocph是根据nmosfet10的导通电阻、设备耐受电压等的固定值(例如，约15a)，使得即使在负载3中发生短路的情况下半导体集成电路设备1也不会损坏。因此，出于保护半导体集成电路设备1本身的专门目的而提供内部设置值iocph，并且经常很大程度偏离输出电流io的稳定值。

另一方面，鉴于输出电流io的异常值取决于负载3，期望外部设置值iocpl是根据负载3的可变值(例如，1a至10a)。例如，当驱动球泡灯时，输出电流io通常大于驱动螺线管的时候。鉴于此，当驱动球泡灯时，当驱动螺旋管时，外部设置值iocpl应当设置为比驱动螺线管时高。当驱动发光二极管时，输出电流io通常小于驱动螺线管时。因此，当驱动发光二极管时，外部设置值iocpl应当设置为比驱动螺线管时低。

现在，作为由半导体集成电路设备1驱动的目标的负载3可以是在其正常操作中需要大输出电流io以瞬间流过的负载。例如，在启动球泡灯时，比在稳态操作中更大的冲击电流瞬间在球泡灯中流动。取决于负载3，激活负载3时的输出电流io可以与稳态操作时的输出电流io相差几十倍。

因此，为了实现适合于负载3的过电流保护和瞬时电流两者，必须以适当的定时切换将其与输出电流io进行比较的过电流设置值iocp(因此，将与感测电压vs进行比较阈值电压vth)。

此后，将给出用于实现阈值电压vth的适当切换控制的装置(参考电压生成器150、比较部160和阈值控制器170)的详细描述。

<参考电压生成器、比较部>

图9是示出参考电压生成器和比较部的配置示例的电路图。参考电压发生器150包括电流源151和电阻器152(电阻：r152)。比较部160包括比较器161。

电流源151连接在自举电压vg的施加端子和电阻器152之间，并输出由第二电流生成器120生成的第二电流iset(更确切地说，等于第二电流iset的可变电流)。

电阻器152连接在电流源151和输出电压vo的施加端子(＝外部端子t2)之间，并且是根据第二个电流iset生成参考电压viset(＝iset×r152)的电流/电压转换元件。

比较器161的供电端子连接到自举电压vg的施加端子。比较器161的参考电势端子连接到输出电压vo的施加端子(外部端子t2)。比较器161的正相输入端子(+)连接到感测电压vs的施加端子。比较器161的反相输入端子(-)连接到参考电压viset的施加端子。以这种方式连接的比较器161将感测电压vs与参考电压viset进行比较，由此生成比较信号vcmp。当感测电压vs低于参考电压viset时，比较信号vcmp变为低电平，并且当感测电压vs高于参考电压viset时，比较信号vcmp变为高电平。

这里，电阻器152的电阻r152根据比较信号vcmp切换到第一电阻rdet1和第二电阻rdet2(rdet1>rdet2)中的一个。更具体地，当比较信号vcmp处于低电平时，电阻器152的电阻r152是第一电阻rdet1，当比较信号控制信号处于高电平时，电阻器152的电阻r152是第二电阻rdet2。通过这样切换和控制电阻r152，可以给予比较部160滞后特性。

<阈值控制器>

图10是示出阈值控制器170的配置示例的电路图。阈值控制器170包括比较器171、电流源172、电平移位器173、rs触发器174、放电控制器175、nmosfet176、电容器177和外部端子dly。

比较器171的供电端子连接到内部供电电压vreg的施加端子。比较器171的参考电压端子连接到接地端子gnd。比较器171的正相输入端子(+)连接到外部端子dly(充电电压vd的施加端子)。比较器171的反相输入端子(-)连接到屏蔽时段期满电压vdref的应用端子。以这种方式连接的比较器171将充电电压vd与屏蔽时段期满电压vdref进行比较，从而生成内部信号sx。当充电电压vd高于屏蔽时段期满电压vdref时，内部信号sx变为高电平，而当充电电压vd低于屏蔽时段期满电压vdref时，内部信号sx变为低电平。

电流源172连接在内部供电电压vreg的施加端子和外部端子dly之间，并产生预定的充电电流id。这里，根据内部信号sy(＝与经过电平移位后的比较信号vcmp对应)来控制电流源172是否可操作。更具体地，当内部信号sy处于高电平时，电流源172处于操作状态，而当内部信号sy处于低电平时，电流源172处于非操作状态。

电平移位器173对在自举电压vg和输出电压vo之间进行脉冲驱动的比较信号vcmp进行电平移位，从而生成在内部供电电压vreg和接地电压gnd之间进行脉冲驱动的内部信号sy。因此，当比较信号vcmp处于高电平(＝vg)时，内部信号sy也处于高电平(＝vreg)，并且当比较信号vcmp处于低电平(＝vo)时，内部信号sy是也处于低电平(＝gnd)。

rs触发器174根据输入到其设置端子(s)的内部信号sx和输入到其复位端子(r)的内部信号sy，从其输出端子(q)输出阈值控制信号s170。更具体地，rs触发器174在内部信号sx的上升定时将阈值控制信号s170设置为高电平，同时在内部信号sy的下降定时将阈值控制信号s170重置为低电平。

放电控制器175根据内部信号sx生成内部信号sz。更具体地，放电控制器175使内部信号sz在内部信号sx的上升定时上升到高电平，并且在预定放电周期tdchg内将内部信号sz保持在高电平。

nmosfet176是放电开关元件，其根据内部信号sz实现外部端子dly与接地端子gnd之间(＝在电容器177的两个端子之间)的导通/截止状态。这里，nmosfet176在内部信号sz处于高电平时导通，并在内部信号sz处于低电平时截止。

电容器177连接在半导体集成电路设备1外部的外部端子dly和接地端子gnd之间。当nmosfet176处于截止状态时，如果从电流源172提供充电电流id，则电容器177的充电电压vd上升。另一方面，当nmosfet176处于导通状态时，电容器177经由nmosfet176放电，因此充电电压vd降低。

<过电流保护电路>

图11是示出过电流保护操作的示例的时序图，其中从顶部开始依次描绘外部控制信号si、第一电流iref、第二电流iset、感测电压vs、比较信号vcmp、充电电压vd、内部信号sx至sz、阈值控制信号s170、阈值电压vth和状态通知信号so。

在时刻t11，当外部控制信号si上升到高电平时，无延迟地开始产生第一电流iref的操作。然而，在时刻t11，由于半导体集成电路设备1的关闭尚未被取消并且nmosfet10保持在截止状态，因此nmosfet10中没有输出电流io流动。因此，感测电压vs保持在0v。

在时刻t12，当从时刻t11经过预定的激活延迟时段tdly(例如，5μs)时，取消半导体集成电路设备1的关闭。因此，nmosfet10导通并且输出电流io开始流动，因此感测电压vs开始上升。此外，在时刻t12，生成第二电流iset以及根据第二电流iset生成参考电压viset(在图中，viset＝vthl)的操作也开始。注意，在时刻t12，感测电压vs低于参考电压viset，因此比较信号vcmp变为低电平。因此，阈值控制信号s170变为低电平，因此达到选择内部设置值vthh作为阈值电压vth的状态。

在时刻t13，当感测电压vs变为高于参考电压viset时，比较信号vcmp变为高电平。因此，内部信号sy变为高电平，因此充电电压vd开始上升。需要注意的时，在时刻t13，充电电压vd低于屏蔽时段期满电压vdref，因此内部信号sx保持在低电平。因此，阈值控制信号s170被保持在低电平，因此保持将内部设置值vthh选择为阈值电压vth。因此，即使感测电压vs高于外部设置值vthl(＝viset)，也不施加过电流保护。

在时刻t14，当充电电压vd变得高于屏蔽时段期满电压vdref时，内部信号sx变为高电平。因此，阈值控制信号s170被设置为高电平，因此阈值电压vth被切换到外部设置值vthl。因此，从时刻t14开始，施加过电流保护，使得感测电压vs不会变得高于外部设置值vthl。此外，当内部信号sx上升到高电平时，内部信号sz也变为高电平并在预定放电时段tdchg内保持高电平，因此充电电压vd放电到0v。这里，期望放电时段tdchg是比上述激活延迟时段tdly短的时间(例如，3μs)。

因此，当阈值电压vth被设置为内部设置值vthh时，在感测电压vs保持高于参考电压viset的情况下，在经过预定的屏蔽时段tmask(＝时刻t13至时刻t14)的时间点，阈值电压vth被切换到外部设置值vthl。因此，可以实现适合于负载3的过电流保护。

另一方面，尽管未在图中示出，但即使感测电压vs瞬间高于参考电压viset，如果感测电压vs在屏蔽时段tmask期满之前再次变得低于参考电压viset，阈值电压vth仍然保持在内部设置值vthh。因此，不会施加意外的过电流保护，因此可以确保启动时的瞬时电流。

此外，当然，当阈值电压vth被设置为内部设置值vthh时，如果感测电压vs变得高于内部设置值vthh，则在该时间点没有延迟地施加过电流保护。因此，一旦在负载3中发生诸如短路的异常，就可以强制地关断nmosfet10，这有助于防止半导体集成电路设备1自身的损坏。

这里，上述屏蔽时段tmask是可变值，其可通过使用外部连接的电容器177根据需要进行调整。更具体地，电容器177的电容越大，屏蔽时段tmask越长，并且电容器177的电容越小，屏蔽时段tmask越短。然而，随着屏蔽时段tmask变长，以更多延迟开始使用外部设置值vthl的过电流保护。因此，考虑到启动时的瞬时电流的持续时间，期望将屏蔽时段tmask设置为最小必要长度。

此外，还可以根据使用半导体集成电路设备1的目的(负载3的种类)适当地选择是否提供屏蔽时段tmask。例如，当外部端子dly打开时，屏蔽时段tmask基本上为零，这相当于仅提供外部设置值vthl的情况。此外，例如，当外部端子dly与接地端子gnd短路时，屏蔽时段tmask是无穷大，这相当于仅提供内部设置值vthh的情况。

在时刻t15，当感测电压vs变得低于参考电压viset时，比较信号vcmp变为低电平，因此内部信号sy变为低电平。因此，阈值控制信号s170被重置为低电平，因此阈值电压vth被切换到内部设置值vthh。

因此，当阈值电压vth被设置为外部设置值vthl时，在感测电压vs变得低于参考电压viset的时间点，阈值电压vth被切换到内部设置值vthh。也就是说，当取消使用外部设置值vthl的过电流保护操作时，过电流保护电路71返回到启动时的初始状态。

在时刻t16，当外部控制信号si下降到低电平时，半导体集成电路设备1关闭，因此上述一系列操作结束。

这里，关注状态通知信号so，在没有检测到过电流的时段(从时刻t14到时刻t15之外的时段)，选择性地输出与输出电流io的检测结果对应的输出检测电压v80(也参见图中的虚线)。另一方面，在检测到过电流的时段(从时刻t14到时刻t15的时段)期间，代替输出检测电压v80，选择性地输出与异常标志对应的恒定电压v90。

图12是示出阈值切换操作的示例的流程图。当流程开始时，首先在步骤s101中，阈值电压vth被设置为内部设置值vthh(＝iref×rref1)(与图11的时刻t12对应)。

接着，在步骤s102中，确定感测电压vs是否高于参考电压viset。当做出肯定确定时，过程进行到步骤s103。另一方面，当做出否定确定时，流程返回到步骤s102，并且重复该步骤中的确定(其对应于图11的时刻t12到时刻t13)。

在步骤s103中，响应于在步骤s102中作出的确定“是”，电容器177开始充电(其对应于图11的时刻t13)。

接下来，在步骤s104中，确定充电电压vd是否高于屏蔽时段期满电压vdref。当做出肯定确定时，流程进行到步骤s105。另一方面，当做出否定确定时，流程返回到步骤s104，并且重复该步骤中的确定(其对应于图11的时刻t13到时刻t14)。

在步骤s105中，响应于在步骤s104做出否定确定，电容器177放电。在步骤s106中，阈值电压vth被切换到外部设置值vthl(＝iset×rref2)。步骤s105和s106与图11的时刻t14对应。

接着，在步骤s107中，确定感测电压vs是否低于参考电压viset。当这里做出肯定确定时，流程返回到步骤s101，阈值电压vth被再次切换为内部设置值vthh(＝iref×rref1)(与图11的时刻t15对应)。另一方面，当做出否定确定时，流程返回到步骤s107，并且重复该步骤中的确定(其对应于图11的时刻t14到时刻t15)。

<使用示例>

图13是示出过电流保护电路71的第一使用示例的示意图。例如，当负载3是球泡灯时，如图中的实线所示，在启动时作为瞬时电流流动的输出电流io大于在稳态操作中流动的输出电流io。然而，通过适当地设置上述屏蔽时段tmask，可以从检测目标中排除该瞬时电流，从而不会无意地施加过电流保护。也就是说，在启动时，当过量的瞬时电流流过时，输出电流io和第一设置值iocph相互比较，而在稳态操作中，输出电流io和第二设置值iocpl相互比较。因此，输出电流io具有在图中用阴影线表示的驱动区域。

图14是示出过电流保护电路71的第二使用示例的示意图。例如，当负载3是电动机时，如图中的实线所示，当电动机被锁定时作为瞬时电流流动的输出电流io大于稳态操作中的输出电流io。然而，通过适当地设置上述屏蔽时段tmask，可以从检测目标中排除该瞬时电流，因此不会无意地施加过电流保护。也就是说，当电动机被锁定并且过量的瞬时电流流动时，输出电流io和第一设置值iocph相互比较，而在稳态操作中，输出电流io和第二设置值iocpl相互比较。因此，输出电流io具有在图中用阴影线表示的驱动区域。

<效果和优点>

如上所述，在过电流保护电路71中，作为与输出电流io进行比较的过电流设置值iocp，准备两个值，即第一设置值iocph和第二设置值iocpl，此外提供预定屏蔽时段tmask作为在从第一设置值iocph切换到第二设置值iocpl之前的暂停时段。

通过采用这种配置，可以实现适合于负载3的瞬时电流和过电流保护两者。特别地，在负载3的稳态操作期间，将充分低于第一设置值iocph的第二设置值iocpl与输出电流io进行比较，这有助于防止比负载3的驱动电流大得多的大电流作为输出电流io连续流过。这允许线束连接到负载3以具有小于传统线束的直径的直径。

此外，利用过电流保护电路71，不需要在ecu2中执行适合于负载3的过电流保护，并且这使得可以减少ecu2的负担(＝例如持续监控输出电流io)，从而实现没有微型计算机的ecu2。

<半导体集成电路设备(第二实施例)>

图15是示出半导体集成电路设备1的第二实施例的框图。本实施例的半导体集成电路设备1基于第一实施例(图1)，但是为了分别驱动双通道负载3x和3y，它具有上述组件(功能块10至90、外部端子t1至t4、各种电压、电流和信号等)用于每个通道。

字母“x”被附加到与负载3x的驱动相关的组件的符号的末尾，而字母“y”被附加到与负载3y的驱动相关的组件的符号的末尾，但是它们的操作和功能基本上与上述在末端没有字母“x”或“y”的符号所表示的部件的操作和功能相同。例如，nmosfet10x和10y的操作和功能基本上与上述nmosfet10的操作和功能相同。这也适用于其他组件。因此，除非有些特别值得注意，否则将省略对组件的操作和功能的重复描述。此外，在图中没有清楚地表示输出电流检测器80和信号输出部分90，这些功能块将在后面描述。

在能够分别驱动双通道负载3x和3y的本实施例的半导体集成电路设备1中，存在不同通道在不同时刻进行启动的情况。因此，为了实现适合于每个通道的负载的瞬时电流和过电流保护两者，需要独立于启动定时的差异正确地设置上述屏蔽时段tmask。

通过为两个通道中的每个通道准备上述过电流保护电路71(参见图4)，即通过提供彼此并联的过电流保护电路71x和71y，来获得实现此目的的最简单配置。然而，这样的配置需要两个外部端子dly来设置屏蔽时段tmask，这可能需要改变半导体集成电路设备1的封装或者引起半导体集成电路设备1的成本增加。

为了防止这些缺点，下面提出了一种过电流保护电路71，其能够为每个通道正确设置屏蔽周期tmask而不增加另一个外部端子dly。

图16是示出具有双通道配置的过电流保护电路71的配置示例的框图。该配置示例的过电流保护电路71包括第一电流生成器110、第二电流生成器120、阈值电压生成器130x和130y、过电流检测器140x和140y、参考电压生成器150x和150y、比较部160x和160y、以及阈值控制器170。

在上述组件中，第一电流生成器110、第二电流生成器120、阈值电压生成器130x、过电流检测器140x、参考电压生成器150x、比较部160x和阈值控制器170用作第一通道的过电流保护电路71x。

上述组件的另一方面，第一电流生成器110、第二电流生成器120、阈值电压生成器130y、过电流检测器140y、参考电压生成器150y、比较部160y和阈值控制器170用作第二通道的过电流保护电路71y。

以这种方式，在本配置示例的过电流保护电路71中，第一电流生成器110、第二电流生成器120和阈值控制器170由第一通道和第二通道共享。

第一电流生成器110生成第一电流iref并将其输出到阈值电压生成器130x和130y。第一电流iref具有在半导体集成电路器件内部固定的电流值。第一电流生成器110基本上如图5所示配置。作为用于将第一电流iref输出到阈值电压生成器130x和130y两者的装置，可以使用例如具有用于两个系统的电流输出端子的电流镜。

第二电流生成器120生成第二电流iset并将其输出到阈值电压发生器130x和130y。第二电流iset具有根据需要从半导体电流设备1的外部可调整的电流值。第二电流发生器120基本上如图6所示配置。作为用于将第二电流iset输出到两个阈值电压生成器130x和130y的装置，可以使用例如具有用于两个系统的电流输出端子的电流镜。

阈值电压生成器130x根据阈值控制信号s170x切换是将阈值电压vthx设置为内部设置值vthxh还是设置为外部设置值vthxl(其中vthxh>vthxl)。内部设置值vthxh是根据第一电流iref设置的固定值(＝对应于第一设置值)。另一方面，外部设置值vthxl是根据第二电流iset设置的可变值(＝对应于第二设置值)。

阈值电压生成器130y根据阈值控制信号s170x切换是将阈值电压vthx设置为内部设置值vthxh还是设置为外部设置值vthxl(其中vthxh>vthxl)。内部设置值vthyh是根据第一电流iref设置的固定值(＝对应于第三设置值)。另一方面，外部设置值vthyl是根据第二电流iset设置的可变值(＝对应于第四设置值)。

过电流检测器140x将根据输出电流iox的感测电压vsx与阈值电压vthx进行比较，从而生成过电流保护信号s71x。

过电流检测器140y将根据输出电流ioy的感测电压vsy与阈值电压vthy进行比较，从而生成过电流保护信号s71y。

参考电压生成器150x根据第二电流iset生成参考电压visetx(＝对应于第一参考值)。

参考电压生成器150y根据第二电流iset生成参考电压visety(＝对应于第二参考值)。

比较部160x将感测电压vsx与参考电压visetx进行比较，由此生成比较信号vcmpx。

比较部160y将感测电压vsy与参考电压visety进行比较，由此生成比较信号vcmpy。

阈值控制器170监测比较信号vcmpx和vcmpy两者，从而生成阈值控制信号s170x和s170y。

这里，当应当选择内部设置值vthxh作为阈值电压vthx时，阈值控制信号s170x变为低电平，并且当应当选择外部设置值vthxl作为阈值电压vthx时，阈值控制信号s170x变为高电平。

另一方面，当应当选择内部设置值vthyh作为阈值电压vthy时，阈值控制信号s170y变为低电平，而当应当选择外部设置值vthyl作为阈值电压vthy时，阈值控制信号s170y变为高电平。

<阈值控制器(第一示例)>

图17是示出阈值控制器170的第一示例的框图。本示例的阈值控制器170基于上面已经参考的图10，并且作为用于实现双通道配置的装置，阈值控制器170包括比较器171、电流源172、电平移位器173x和173y、rs触发器174x和174y、放电控制器175、nmosfet176、电容器177、充电控制器178和外部端子dly。

比较器171将输入到其正相输入端子(+)的充电电压vd(＝出现在外部端子dly处的电容器177的充电电压)与输入到其反相输入端子(-)的屏蔽时段期满电压vdref进行比较，从而生成内部信号sx。当充电电压vd高于屏蔽时段期满电压vdref时，内部信号sx变为高电平，而当充电电压vd低于屏蔽时段期满电压vdref时，内部信号sx变为低电平。这类似与已经参考过的图10中所描述的。

电流源172根据充电控制信号s178生成充电电流id。更具体地，电流源172在充电控制信号s178处于高电平时输出充电电流id，当充电控制信号s178处于低电平时，停止充电电流id。

电平移位器173x将比较信号vcmpx进行电平移位，从而生成内部信号syx。

电平移位器173y将比较信号vcmpy进行电平移位，从而生成内部信号syy。

rs触发器174x根据输入到其设置端子(s)的内部信号sx和输入到其复位端子(r)的内部信号syx，从其输出端子(q)输出阈值控制信号s170x。更具体地，rs触发器174x在内部信号sx的上升定时将阈值控制信号s170x设置为高电平，在内部信号syx的下降定时将阈值控制信号s170x重置为低电平。

rs触发器174根据输入到其设置端子(s)的内部信号sx和输入到其复位端子(r)的内部信号sy，从其输出端子(q)输出阈值控制信号s170。更具体地，rs触发器174在内部信号sx的上升定时将阈值控制信号s170设置为高电平，在内部信号sy的下降定时将阈值控制信号s170重置为低电平。

放电控制器175根据内部信号sx生成内部信号sz。更具体地，放电控制器175使内部信号sz在内部信号sx的上升定时上升到高电平，并且在预定放电周期tdchg内将内部信号sz保持在高电平。这类似与已经参考过的图10中所描述的。

nmosfet176是放电开关元件，其根据内部信号sz实现外部端子dly与接地端子gnd之间(＝在电容器177的两个端子之间)的导通/截止状态。这里，nmosfet176在内部信号sz处于高电平时导通，并在内部信号sz处于低电平时截止。这也类似与已经参考过的图10中所描述的。

电容器177连接在半导体集成电路设备1外部的外部端子dly和接地端子gnd之间。当nmosfet176处于截止状态时，如果从电流源172提供充电电流id，则电容器177的充电电压vd上升。另一方面，当nmosfet176处于导通状态时，电容器177经由nmosfet176放电，因此充电电压vd降低。这也类似与已经参考过的图10中所描述的。

充电控制器178根据内部信号syx和syy(因此比较信号vcmpx和vcmpy)生成充电控制信号s178。在内部信号syx或syy的上升定时，充电控制信号s178基本上升至高电平(＝充电时的逻辑电平)。

图18是示出第一示例的阈值切换操作的时序图，其中从顶部开始依次描绘感测电压vsx和vsy、比较信号vcmpx和vcmpy(相当于内部信号syx和syy)、充电电压vd、内部信号sx和sz、阈值控制信号s170x和s170y、以及阈值电压vthx和vthy。

在时刻t21，当nmosfet10x导通时，感测电压vsx开始上升。然而，在时刻t12，感测电压vs低于参考电压viset，因此比较信号vcmpx(＝内部信号syx)变为低电平。因此，阈值控制信号s170x变为低电平，因此达到选择内部设置值vthxh作为阈值电压vthx的状态。这里，在时刻t21，nmosfet10y仍然截止，并且感测电压vsy保持在0v。

在时刻t2，当感测电压vsx变为高于参考电压visetx时，比较信号vcmpx(＝内部信号syx)变为高电平，并且充电电压vd开始上升。需要注意的是，在时刻t13，充电电压vd低于屏蔽时段期满电压vdref，因此内部信号sx保持在低电平。因此，阈值控制信号s170保持在低电平，因此保持将内部设置值vthh选择为阈值电压vth。因此，即使感测电压vs高于外部设置值vthxl(＝visetx)，也不施加过电流保护。这里，在时刻t22，nmosfet10y仍然截止，并且感测电压vsy保持在0v。

在时刻t23，nmosfet10x导通，感测电压vsy开始上升。这里，在时刻t23，感测电压vsy低于参考电压visety，因此比较信号vcmpy(＝内部信号syy)变为低电平。因此，阈值控制信号s170y变为低电平，因此达到选择内部设置值vthyh作为阈值电压vthy的状态。

在时刻t24，当充电电压vd变得高于屏蔽时段期满电压vdref时，内部信号sx变为高电平。在时刻t24，比较信号vcmpx(＝内部信号syx)已经变为高电平(＝重置取消时的逻辑电平)。因此，阈值控制信号s170x被设置为高电平，阈值电压vthx被切换到外部设置值vthxl。因此，从时刻t24开始，开始施加过电流保护，使得感测电压vsx不会变得高于外部设置值vthxl。此外，当内部信号sx上升到高电平时，内部信号sz也变为高电平并在预定放电时段tdchg内保持高电平，因此充电电压vd放电到0v。

也就是，关注阈值电压vthx,当阈值电压vthx被设置为内部设置值vthxh时，在感测电压vs保持高于参考电压vixset的情况下，在经过预定的屏蔽时段tmask(＝时刻t22至时刻t24)的时间点，阈值电压vthx被切换到外部设置值vthxl。因此，可以实现适合于负载3x的过电流保护。

另一方面，在时刻t24，比较信号vcmpy(＝内部信号syy)保持在高电平(＝重置时的逻辑电平)。因此，即使当内部信号sx上升至高电平时，阈值控制信号s170y保持在低电平，因此仍然将内部设置值vthyh选择为阈值电压vthy。

在时刻t25，当感测电压vsy变为高于参考电压visety时,比较信号vcmpy(＝内部信号syy)变为高电平，并且充电电压vd再次开始上升。然而，由于充电电压vd低于屏蔽时段期满电压vdref，因此内部信号sx保持在低电平。因此，阈值控制信号s170y保持在低电平，因此保持将内部设置值vthyh选择为阈值电压vthy。因此，即使感测电压vsy高于外部设置值vthyl(＝visety)，也不施加过电流保护。

在下面的描述中，比较信号vcmpx的上升定时与比较信号vcmpy的上升定时之间的时段(＝第一通道启动定时和第二通道启动定时之间的时段)将被称为移位时段tshift。

在时刻t26，当感测电压vsx变得低于参考电压visetx时，比较信号vcmpx(＝内部信号syx)变为低电平。因此，阈值控制信号s170x被重置为低电平，因此阈值电压vthx被切换到内部设置值vthxh。

也就是，关注阈值电压vthx，当阈值电压vthx被设置为外部设置值vthxl时，在感测电压vsx变得低于参考电压visetx的时间点，阈值电压vthx被切换到内部设置值vthxh。

在时刻t27，当充电电压vd变得高于屏蔽时段期满电压vdref时，内部信号sx变为高电平。进一步，在时刻t27，比较信号vcmpy(＝内部信号syy)已经变为高电平(＝重置取消时的逻辑电平)。因此，阈值控制信号s170y被设置为高电平，阈值电压vthy被切换到外部设置值vthxl。因此，从时刻t27开始，施加过电流保护，使得感测电压vs不会变得高于外部设置值vthyl。此外，当内部信号sx变为高电平时，内部信号sz也变为高电平并在预定放电时段tdchg内保持高电平，因此充电电压vd放电到0v。

也就是，关注阈值电压vthy,当阈值电压vthy被设置为内部设置值vthyh时，在感测电压vs保持高于参考电压viyset的情况下，在经过预定的屏蔽时段tmask(＝时刻t25至时刻t27)的时间点，阈值电压vthy被切换到外部设置值vthyl。因此，可以实现适合于负载3y的过电流保护。

这里，在时刻t27，比较信号vcmpx(＝内部信号syx)已经降至低电平(＝重置时的逻辑电平)。因此，即使当内部信号sx上升至高电平时，阈值控制信号s170x保持在低电平，因此仍然将内部设置值vthxh选择为阈值电压vthx。

在时刻t28，当感测电压vsy变得低于参考电压visety时，比较信号vcmpy(＝内部信号syy)变为低电平。因此，阈值控制信号s170y被重置为低电平，因此阈值电压vthy被切换到内部设置值vthyh。

也就是，关注阈值电压vthy，当阈值电压vthy被设置为外部设置值vthyl时，在感测电压vsy变得低于参考电压visety的时间点，阈值电压vthy被切换到内部设置值vthyh。

从上述一系列阈值切换操作可以清楚地是，利用本示例的阈值控制器170，不需要添加另一外部端子dly，可以针对每个通道正确地设置屏蔽时段tmask(从时刻t22到时刻t23、以及从时刻t25到时刻t27)。

通过以tshift>tmask的情况为例，参考本图给出了以上描述；相反，在tshift≤tmask的情况下，在上述一系列阈值切换操作中可能出现问题。此后，将给出这些问题的详细描述。

图19是示出在tshift<tmask的情况下观察到的第一示例遇到的问题的时序图，其中从顶部依次示出了比较信号vcmpx和vcmpy、内部信号sx以及阈值控制信号s170x和s170yt的行为。

在图中所示的示例中，其中tshift<tmask，在比较信号vcmpx在时刻t31处上升到高电平之后，比较信号vcmoy在屏蔽时段tmask过去之前的时刻t32处上升到高电平。

因此，当从时刻t31经过屏蔽时段tmask并且内部信号sx在时间t33上升到高电平时，不仅比较信号vcmpx而且比较信号vcmpy已经变为高电平。因此，在时刻t33，阈值控制信号s170x和s170y同时变为高电平。

在这种情况下，特别是首先启动的在前通道没有问题，但是对于在先前通道之后启动的后续通道，屏蔽周期tmask由于移位时段tshift的长度而变短，这可能使得难以确保瞬时电流。此后，将提出能够解决该问题的阈值控制器170的第二示例。

<阈值控制器(第二示例)>

图20是示出阈值控制器170的第二示例的框图。本示例的阈值控制器170基于上述第一示例(图17)，并且其特征在于，放电控制器175不仅接受内部信号sx的输入，还接受内部信号syx和syy的输入(等效于比较信号vcmpx和vcmpy)和阈值控制信号s170x和s170y。下面的描述将集中于放电控制器175的配置和操作。

图21是示出放电控制器175的配置示例的框图。在本图中所示的放电控制器175包括nor运算单元nor1、and运算单元and1到and3、or运算单元or1、反相器inv1至inv3、脉冲生成器pg1、电阻器r1和电容器c1。

nor运算单元nor1对阈值控制信号s170x和s170y执行nor运算，从而生成逻辑信号sa。因此，当阈值控制信号s170x和s170y都处于低电平时，逻辑信号sa变为高电平，而当阈值控制信号s170x和s170y中的至少一个处于高电平时，逻辑信号sa变为低电平。

and运算单元and1对内部信号syx和syy执行and运算，从而生成逻辑信号sb。因此，当内部信号syx和syy都是高电平时，逻辑信号sb变为高电平，而当内部信号syx和syy中的至少一个处于低电平时，逻辑信号sb变为低电平。

and运算单元and2对逻辑信号sa和sb执行and运算，从而生成逻辑信号sc。因此，当逻辑信号sa和sb都处于高电平时，逻辑信号sc变为高电平，而当逻辑信号sa和sb中的至少一个处于低电平时，逻辑信号sc变为低电平。

反相器inv1将逻辑信号sc的逻辑反转，从而产生经反相的逻辑信号scb。

电阻器r1和电容器c1产生逻辑信号sd，该逻辑信号sd具有通过以预定时间常数τ(＝r×c)钝化的反相逻辑信号scb而获得的积分波形。

反相器inv2和inv3将逻辑信号sd与预定阈值(＝反相器inv2和inv3的逻辑反转阈值)进行比较，从而生成具有矩形波形的逻辑信号se。

and运算单元and3对逻辑信号sc和se执行and运算，从而生成逻辑信号sf。因此，当逻辑信号sc和se都处于高电平时，逻辑信号sf变为高电平，而当逻辑信号sc和se中的至少一个处于低电平时，逻辑信号sf变为低电平。

在内部信号sx的上升定时，脉冲发生器pg1在逻辑信号sg中产生具有预定脉冲宽度(＝对应于放电时段tdchg)的单触发脉冲。

or运算单元or1对逻辑信号sf和sg执行or运算，从而生成内部信号sz。因此，当逻辑信号sf和sg都处于低电平时，内部信号sz变为低电平，而当逻辑信号sf和sg中的至少一个处于高电平时，内部信号sz变为高电平。

图22是示出第二示例的阈值切换操作的时序图，其中从顶部依次示出在tshift<tmask的情况下观察到的比较信号vcmpx和vcmpy(相当于内部信号syx和syy)、逻辑信号sa至sg、内部信号sz、充电电压vd、内部信号sx以及阈值控制信号s170x和s170y。

在图中所示的示例中，在比较信号vcmpx在时刻t41上升到高电平之后，比较信号vcmpy在屏蔽时段tmask过去之前的时刻t42处上升到高电平。也就是说，在时刻t42，充电电压vd尚未达到屏蔽时段期满电压vdref，并且内部信号sx尚未升高到高电平。

这里，关注放电控制器175的内部操作，在时刻t42，阈值控制信号s170x和s170y都处于低电平，因此逻辑信号sa处于高电平。在时刻t42，比较信号vcmpx和vcmpy(以及因此内部信号syx和syy)都处于高电平，因此逻辑信号sb上升到高电平。因此，逻辑信号sc上升到高电平，逻辑信号sd开始随时间常数τ下降。然而，在时刻t42，逻辑信号sd高于反相器inv2的逻辑反转阈值，因此逻辑信号se保持在高电平。

因此，在时刻t42，由于逻辑信号sc和se都变为高电平，所以逻辑信号sf上升到高电平，因此内部信号sz上升到高电平。因此，充电电压vd被放电。

以这种方式，当比较信号vcmpx和vcmpy中的一个比较信号上升到高电平并且电容器177的充电操作开始之后，比较信号vcmpx和vcmpy中的另一比较信号在充电电压vd变得高于屏蔽时段期满电压vdref之前上升到高电平，电容器177放电，因此屏蔽时段tmask的计数操作被重置。

然后，在时刻t43，当逻辑信号sd变得低于反相器inv2的逻辑反转阈值时，逻辑信号se下降到低电平。因此，逻辑信号sf下降到低电平，因此内部信号sz下降到低电平，上述放电操作停止并且充电电压vd再次开始上升。

这里，逻辑信号sf的高电平时段(＝从时刻t42到时刻t43)对应于充电电压vd的放电时段tdchg2。放电时段tdchg2能够根据电阻器r1和电容器c1的时间常数τ任意设定，并且可以设置为例如等于上述放电时段tdchg(例如，3μs)。

接着，在时刻t24，当充电电压vd变得高于屏蔽时段期满电压vdref时，内部信号sx变为高电平。在此时间点，不仅比较信号vcmpx而且比较信号vcmpy已经变为高电平。因此，在时刻t44，阈值控制信号s170x和s170y同时变为高电平。

通过上述阈值切换操作，关于后续通道的阈值控制信号s170y，屏蔽时段的长度变得等于原始设置长度(＝tmask)。另一方面，关于先前通道的阈值控制信号s170x，屏蔽时段的长度变得比原始设置长度长(＝tmask+α)。

这里，在时刻t44，当内部信号sx上升到高电平时，由于在逻辑信号sg中产生具有预定脉冲宽度(＝tdchg)的单触发脉冲，因此内部信号sz变为高电平，并且充电电压vd被放电。

此外，在时刻t44，当阈值控制信号s170x和s170y均上升到高电平时，逻辑信号sa下降到低电平，并且逻辑信号sc下降到低电平。因此，逻辑信号sd开始随时间常数τ上升，并且在逻辑信号sd变得高于反相器inv2的逻辑反转阈值的时间点，逻辑信号se上升到高电平。然而，在该时间点，逻辑信号sc已经变为低电平，因此逻辑信号sf保持在低电平。

如上所述，利用本示例的阈值控制器170，即使在tshift<tmask的情况下，后续通道的屏蔽时段也不减少，因此，不存在变得难以确保瞬时电流的风险。

这里，通过以tshift<tmask的情况为例，参考本图给出了以上描述；相反，在tshift＝tmask(或者tshift≈tmas)的情况下，即使采用第二示例，也存在意外故障的风险。下面将详细描述该问题。

图23是示出第二示例可能会有的问题的时序图，其从顶部依次示出在tshift＝tmask的情况下观察到的比较信号vcmpx和vcmpy(相当于内部信号syx和syy)、充电电压vd、内部信号sx、以及阈值控制信号s170x和s170y。

在图中所示的示例中，由于tshift＝tmask，在比较信号vcmpx在时刻t51上升到高电平之后，比较信号vcmpy在屏蔽时段tmask过去的同时，在时刻t52上升到高电平。

这里，如果上述放电操作(参见图22中的时刻t42)未及时，则充电电压vd变得高于屏蔽时段期满电压vdref并且内部信号sx上升到高电平，阈值控制信号s170x和s170y同时变为高电平。因此，后续通道的屏蔽通道变为零，因此变得不可能确保瞬时电流。此后，将提出能够解决该问题的阈值控制器170的第三示例。

<阈值控制器(第三示例)>

图24是示出阈值控制器170的第三示例的框图。本示例的阈值控制器170基于上述第二示例(图20)，并且其特征在于设置有延迟部179x和179y。因此，与第二示例中相同的组件将被赋予与图20中相同的附图标记，因此，将省略重复的描述，并且以下描述将集中于延迟部179x和179y。

延迟部179x给予内部信号syx(相当于比较信号vcmpx)延迟，从而生成延迟信号syxd。这里，延迟部179x仅对延迟信号syxd的上升定时给出延迟，并且不对延迟信号syxd的下降定时给出延迟。更具体地，延迟信号syxd在内部信号syx上升到高电平之后以延迟时间td(例如3μs)的延迟上升到高电平，并且在内部信号syx下降到低电平的同时下降到低电平。

延迟部179y对内部信号syy(相当于比较信号vcmpy)给出延迟，从而生成延迟信号syyd。这里，延迟部179y仅对延迟信号syyd的上升定时给出延迟，并且不对延迟信号syyd的下降定时给出延迟。更具体地，延迟信号syyd在内部信号syy上升到高电平之后以延迟时间td的延迟上升到高电平，并且在内部信号syy下降到低电平的同时下降到低电平。

作为额外提供延迟部179x和179y的结果，延迟信号syxd和syyd而不是内部信号syx和syy分别被输入到rs触发器174x和174y。

图25是示出第三示例的阈值切换操作的时序图，其中从顶部依次示出在tshift＝tmask的情况下观察到的比较信号vcmpx(相当于内部信号syx)、延迟信号syxd、比较信号vcmpy(相当于内部信号syy)、延迟信号syyd、内部信号sz、充电电压vd、内部信号sx以及阈值控制信号s170x和s170y。

在图中所示的示例中，其中tshift＝tmask，在比较信号vcmpx(＝syx)在时刻t61上升到高电平之后，比较信号vcmpy(＝syy)在屏蔽时段tmask过去的同时，在时刻t62上升到高电平。另一方面，在已经分别从时刻t61和时刻t62经过预定延迟时间td时，延迟信号syxd和syyd都已经上升到高电平。

这里，在时刻t62，当充电电压vd变得高于屏蔽时段期满电压vdref时，内部信号sx变为高电平。此时，延迟信号syxd已经上升高高电平(重置取消的逻辑电平)。因此，阈值控制信号s170x在时刻t62被设置为高电平。

另一方面,在时刻t26，延迟信号syyd仍然保持在低电平(＝重置时的逻辑电平)。因此，即使当内部信号sx上升到高电平时，阈值控制信号s170y也保持重置到低电平。

此外，当内部信号sx上升到高电平时，由于内部信号sz变为高电平并且在预定放电时段tdchg内保持在高电平，所以充电电压vd被放电到0v。然后，当内部信号sz在时刻t63下降到低电平，停止上述放电操作，充电电压vd再次开始上升。

在时刻t64，当充电电压vd变得高于屏蔽时段期满电压vdref时，内部信号sx再次上升至高电平。此时，延迟信号syyd已经上升到高电平(＝复位取消时的逻辑电平)。因此，阈值控制信号s170y在时刻t64被设置为高电平。

此外，当内部信号sx上升到高电平时，由于内部信号sz变为高电平并且在预定放电时段tdchg内保持在高电平，所以充电电压vd被放电到0v。然后，当内部信号sz在时刻t63下降到低电平，停止上述放电操作。这里，在该时间点，由于针对两个通道已经完成充电操作，因此充电电压vd不会再次开始上升。

然后，在时刻t66，当比较信号vcmpx(＝内部信号syx)下降到低电平时，延迟信号syxd也没有延迟地下降到低电平。因此，阈值控制信号s170x被重置为低电平。

同样地，在时刻t67，当比较信号vcmpy(＝内部信号syy)下降到低电平时，延迟信号syyd也没有延迟地下降到低电平。因此，阈值控制信号s170y被重置为低电平。

以这种方式，在本示例的阈值控制器170中，通过使用内部信号sx和延迟信号syxd和syyd来生成阈值控制信号s170x和s170y。因此，当tshift≤tmask时，在延迟信号syxd和syyd各自上升到高电平之前，充电电压vd永远不会在比较信号vcmpx和vcmpy的上升定时被放电。

因此，即使在tshift＝tmask的临界条件下，阈值控制信号s170x和s170y也不会同时变为高电平，因此可以针对每个通道设置正确的屏蔽时段tmask。

<流程图>

图26是示出两通道阈值切换操作的示例的流程图。当流程开始时，首先在步骤s201中，将已经启动的通道的阈值电压vth*设置为内部设定值vth*h(这里，“*”至少是“x”或“y”，这也适用于以下描述)(对应于图18中的时刻t21和时刻t23)。

接着，在步骤s202中，确定比较信号vcmpx和vcmpy中的一个是否处于高电平(即，是否仅启动了一个通道)。当做出肯定确定时，流程进行到步骤s203(与图18中的时刻t22对应)。另一方面，当做出否定确定时，流程进行到步骤s208。

在步骤s203中，响应于在步骤s202中作出的肯定确定，电容器177开始充电(其对应于图18中的时刻t22)。

接着，在步骤s204中，确定充电电压vd是否高于屏蔽时段期满电压vdref。当做出肯定确定时，流程进行到步骤s205(对应于图18中的时刻t24)。另一方面，当做出否定确定时，流程返回到步骤s204，并且重复该步骤中的确定(对应于图18的时刻t22到时刻t24)。

在步骤s205中，响应于在步骤s204做出否定确定，电容器177放电。在步骤s206中，已经启动的通道的阈值电压vth*被切换到外部设置值vth*l。步骤s205和s206与图18中的时刻t24对应。

接着，在步骤s207中，确定已经启动的通道的感测电压vs*是否低于参考电压viset*。

当这里做出肯定确定时，流程返回到步骤s201，阈值电压vth*被再次切换为内部设置值vth*h(与图18的时刻t26对应)。另一方面，当做出否定确定时，流程返回到步骤s207，并且重复该步骤中的确定(对应于图18的时刻t24到时刻t26)。

另一方面，在步骤s208中，响应于步骤s202中的否定确定，确定比较信号vcmpx和vcmpy是否都处于高电平(即，两个信道是否都已经启动)。当做出肯定确定时，流程进行到步骤s209(对应于图18中的时刻t23、图22中的时刻t42或者图25中的时刻t62)。另一方面，当做出否定确定时，两个信道都没有启动，因此流程返回到步骤s201。

在步骤s209中，响应于在步骤s208中作出的否定确定，确定阈值信号s170x和s170y中的一个是否处于高电平(即，先前通道的阈值电压vth*是否已经切换到外部设置值vth*l)。当在此做出肯定确定时，流程进行到步骤s203，并且在步骤s203到s207中，执行后续通道的阈值切换操作(对应于图18中的时刻t25到时刻t28)。另一方面，当做出否定确定时，流程进行到到步骤s210。

在步骤s210中，响应于在步骤s209中做出的否定确定，确定阈值信号s170x和s170y是否都处于低电平(即，后续通道的启动定时是否在先前通道的屏蔽时段tmask过去之前已经到来。当做出肯定确定时，流程进行到步骤s211(对应于图22中的时刻t42)。另一方面，当做出否定确定时，流程进行到步骤s214。

在步骤s211中，响应于在步骤s210中作出的肯定确定，电容器177被放电，然后再次开始充电(对应于图22中的时刻t42到时刻t43)。

接着，在步骤s212中，确定充电电压vd是否高于屏蔽时段期满电压vdref。当做出肯定确定时，流程进行到步骤s213(对应于图22中的时刻t44)。另一方面，当做出否定确定时，流程返回到步骤s212，并且重复该步骤中的确定(对应于图22中的时刻t43到时刻t44)。

在步骤s213中，响应于在步骤s212做出否定确定，电容器177放电。在步骤s214中，将两个通道的阈值电压vthx和vthyl切换到外部设置值vthxl和vthyl。步骤s205和s206与图22的时刻t44对应。

接着，在步骤s215中，确定两个通道的感测电压vsx和vsy是否低于参考电压visetx和visety。当做出肯定确定时，流程返回到步骤s201，进入等待下一次启动的状态另一方面，当做出否定确定时，流程返回到步骤s215，并且重复该步骤中的确定。

<复用器>

图27是示出其中引入多路复用器作为状态通知信号so的输出级以及到目前为止已经描述的半导体集成电路设备1的双信道化的示例的框图。在该配置示例的半导体集成电路设备1中，集成了输出电流检测器80x和80y、信号输出部90x和90y、复用器100和外部端子t5。

输出电流检测器80x根据输出电流iox生成感测电流isx'，并将生成的感测电流isx'输出到信号输出部90x。

输出电流检测器80y根据输出电流ioy生成感测电流isy'，并将生成的感测电流isy'输出到信号输出部90y。

信号输出部90x包括选择器91x，该选择器91x基于从控制逻辑部40x输入的输出选择信号s2x，选择性地输出感测电流isx'(＝对应于输出电流iox的检测结果)和固定电压v90(＝对应于异常标志)中的一个作为第一状态通知信号sox。这里，当输出选择信号s2x处于未检测到异常的逻辑电平(例如，低电平)时，选择器91x选择性地输出感测电流isx'作为第一状态通知信号sox，并且当输出选择信号s2x处于检测到异常时的逻辑电平(例如，高电平)时，输出固定电压v90作为第一状态通知信号sox。

信号输出部90y包括选择器91y，该选择器91y基于从控制逻辑部40y输入的输出选择信号s2y，选择性地输出感测电流isy'(＝对应于输出电流ioy的检测结果)和固定电压v90(＝对应于异常标记)中的一个作为第二状态通知信号soy。这里，当输出选择信号s2y处于未检测到异常的逻辑电平(例如，低电平)时，选择器91y选择性地输出感测电流isy'作为第二状态通知信号soy，并且当输出选择信号s2y处于检测到异常时的逻辑电平(例如，高电平)时，输出固定电压v90作为第二状态通知信号soy。

根据输入到外部端子t5的输出选择信号sel，复用器100向外部端子t4选择性地输出第一状态通知信号sox(＝感测电流isx'或固定电压v90)和第二状态通知信号soy(＝感测电流isy'或固定电压v90)中的一个。

在感测电流isx'被选择性地输出到外部端子t4的情况下，通过外部感测电阻器4对感测电流isx'进行电流-电压转换而获得的输出检测电压v80x(＝isx'×r4)被作为状态通知信号so发送到ecu2。这里，输出电流iox越大，输出检测电压v80x变得越高，并且输出电流iox越小，输出检测电压v80x变得越低。

在感测电流isy'被选择性地输出到外部端子t4的情况下，通过外部感测电阻器4对感测电流isy'进行电流-电压转换而获得的输出检测电压v80x(＝isy'×r4)被作为状态通知信号so发送到ecu2。这里，输出电流ioy越大，输出检测电压v80y变得越高，输出电流ioy越小，输出检测电压v80y变得越低。

另一方面，在固定电压v90被选择性地输出到外部端子t4的情况下，固定电压v90被作为状态通知信号so发送到ecu2。这里，固定电压v90可以被设置为高于输出检测电压v80x和v80y的上限值的电压值。

引入如上所述的复用器100操作，可以从外部监测任何通道的输出电流iox和ioy的检测结果以及异常标志。

<对于车辆的应用>

图28是车辆的外观图，示出车辆的配置的示例。本配置示例的车辆x已经在其中安装了电池(图中未示出)和利用从该电池提供的电力进行工作的若干电子装置x11至x18。这里，为了便于说明，图中的电子装置x11至x18的安装位置可能不同于实际位置。

电子装置x11是执行与引擎有关的控制(注入控制、电子节气门控制、怠速控制、氧气传感器加热器控制、自动巡航控制等)的引擎控制单元。

电子装置12是执行hid(高强度放电灯)或drl(日间行车灯)的开/关控制的车灯控制单元。

电子装置x13是执行传输有关的控制的传输控制单元。

电子装置x14是执行车辆x的移动有关的控制(abs(防抱死制动系统)控制、eps(电动转向)控制、电子悬架控制等)的主体控制单元。

电子装置x15是执行车锁、防盗警报等的驱动控制的安全控制单元。

电子设备x16是在工厂装运阶段作为标准设备或工厂安装选项结合在车辆x中的电子设备，例如擦拭器、电动车门镜、电动车窗、阻尼器(减震器)、电动天窗、电动座椅等。

电子装置x17是作为用户选项可选地安装在车辆x上的电子装置，例如车载a/v(音频/视频)设备、汽车导航系统、etc(电子收费系统)等。

电子装置18是各自包括高耐压电动机的电子装置，诸如车内鼓风机、油泵、水泵或电池冷却风扇等。

需要注意的是，上述的半导体集成电路设备1、ecu2和负载3能够并入在电子装置x11至x18中的任何电子装置之中。

<其他变型示例>

在上述实施例中，已经通过以车载高侧开关ic为例给出了描述，但是在此公开的本发明的应用目标不限于此；例如，在此公开的本发明不仅能够广泛应用于其他车载ipd(车载低侧开关ic、车载电源ic等)，而且还能够广泛应用于除了汽车以外的用途的半导体集成电路设备。

而且，除了上述实施例，在不脱离技术创造的精神的情况下，能够将各种变型添加到在此公开的各种技术特征。换言之，应当理解的是，上述实施例是各方面的示例而非限制性的，并且本发明的技术范围不是由实施例的上述描述而是由权利要求来指示，并且覆盖权利要求和等同于权利要求的意思的范围内的所有变型。

工业实用性

在此公开的发明适用于例如车载ipd。

附图标记列表

1半导体集成电路设备

2ecu

3，3x，3y负载

4外部传感电阻器

10,10x,10ynmosfet

20,20x,20y输出电流监测器

21,21′nmosfet

22传感电阻器

30,30x,30y栅极控制器

31栅极驱动器

32振荡器

33电荷泵

34钳位器

35nmosfet

40,40x,40y控制逻辑部

50,50x,50y信号输入部

60,60x,60y内部电源

70,70x,70y异常保护部

71,71x,71y过电流保护电路

72开路保护电路

73温度保护电路

74降压保护电路

80,80x,80y输出电流检测器

90,90x,90y信号输出部

91,91x,91y选择器

100复用器

110第一电流生成器

111运算放大器

112nmosfet

113电阻器

120第二电流生成器

121运算放大器

122nmosfet

123电阻器

130,130x,130y阈值电压生成器

131电流源

132电阻器

133电流镜

140,140x,140过电流检测器

141比较器

150,150x,150y参考电压生成器

151电流源

152电阻器

160,160x,160比较部

161比较器

170阈值控制器

171比较器

172电流源

173,173x,173y电平移位器

174,174x,174yrs触发器

175放电控制器

176nmosfet

177电容器

178充电控制器

179x,179y延迟部

nor1nor运算单元

and1至and3and运算单元

or1or运算单元

inv1至nv3反相器

pg1脉冲发生器

r1电阻器

c1电容器

t1至t5,set,dly外部端子

x车辆

x11至x18电子装置