用于电源整流的整流器、系统及方法与流程

本发明涉及用于电源整流的整流器、系统及方法。

背景技术：

所使用的电源装置提供管理，例如：不间断电源(uninterruptiblepowersupplies,ups)，用于灵敏及/或关键负载的不间断电源，例如计算机系统及其他数据处理系统是已知的技术。已知的ups包括在线ups、离线ups及在线互动式ups等。在线ups会在主交流电源中断时提供经过调节的交流电源以及备用交流电源。离线ups通常不提供输入交流电源的调节，但会在主交流电源中断时提供备用交流电源。在线互动式ups与离线ups相似，它们在停电时会切换到电池电源，但通常还包括一个多抽头变压器，用于调节ups提供的输出电压。

传统的在线ups通过使用一功率因数校正电路(powerfactorcorrectioncircuit,pfc)来对电力公司提供的输入电源进行整流，以向直流(directcurrent,dc)总线提供电源。整流的dc电压通常用于在市电可用时为电池充电，以及为dc总线提供电源。在没有市电的情况下，电池为dc总线提供电源。直流-交流(dc-ac)逆变器从dc总线向负载產生交流(alternatingcurrent,ac)输出电压。由于dc总线由市电或电池供电，如果市电发生故障并且电池已充足电，则ups的输出电源不会中断。传统的离线ups通常将负载直接连接到市电。当市电不足以为负载供电时，离线ups将运行dc-ac逆变器，以将由备用电源(例如电池)的dc电源转换为所需的ac电源，并提供给负载。前述类型的ups中的每一种可以结合一电源调制级(powermodulationstage)来实现，所述电源调制级可以包括电源转换器模块(powerconvertermodule)及电源逆变器模块(powerinvertermodule)。

技术实现要素：

本发明的至少一个方面是揭示一种方法，所述方法包含：接收输入交流(alternatingcurrent,ac)电源；提供所述输入ac电源到至少一个二极管电桥，以产生直流(directcurrent,dc)电源；通过所述至少一个二极管电桥提供所述dc电源给至少一组二极管；通过所述至少一组二极管提供所述dc电源给至少一输出电抗器；及通过所述至少一输出电抗器提供所述dc电源给一输出。

在一实施例中，所述方法包含：提供所述输入ac电源至一变压器的一初级绕组；通过所述变压器的初级绕组提供变换的ac电源至一第一次级绕组及一第二次级绕组；及通过所述第一次级绕组及所述第二次级绕组提供所述变换的ac电源给所述至少一个二极管电桥。在一实施例中，所述方法包含：提供所述输入ac电源给所述至少一个二极管电桥以产生dc电源，包含提供所述输入ac电源至一第一二极管电桥及一第二二极管电桥；提供所述dc电源至所述至少一组二极管，包含提供所述dc电源至一第一组二极管及一第二组二极管；及提供所述dc电源至所述至少一输出电抗器，包含提供所述dc电源至一第一输出电抗器及一第二输出电抗器。

在至少一实施例中，所述第一二极管电桥、所述第一组二极管及所述第一输出电抗器与相对的所述第二二极管电桥、所述第二组二极管及所述第二输出电抗器交替导通。在一些实施例中，所述第一输出电抗器及所述第二输出电抗器被配置为在不达到饱和状态下交替导通。在一实施例中，所述至少一输出电抗器被配置成响应于提供至少0.5％额定负载的整流器而操作在连续导通模式。

在实施例中，所述方法还包含选择性地控制一个或多个开关元件用以：限制流至一输出电容器的一充电电流；及限制流至所述输出电容器的一放电电流。在一些实施例中，所述方法还包含通过所述至少一个二极管电桥提供所述dc电源给所述至少一输出电抗器。

根据本发明的一个方面，提供一种不间断电源供应(uninterruptiblepowersupply,ups)的系统，所述系统包含：一输入，配置用以接收输入ac电源；一能量存储装置，配置用以存储能量及提供备用电源；一ups的输出，配置用以提供由所述ac电源及所述备用电源中的至少一个获得的输出电源；及一整流器，耦接至所述输入及耦接至所述ups的输出。所述整流器包含：至少一个二极管电桥，耦接至所述输入；至少一组二极管，耦接至所述至少一个二极管电桥；至少一输出电抗器，耦接至所述至少一组二极管；及一整流器输出，耦接至所述至少一输出电抗器。

在一些实施例中，所述整流器还包含一变压器，所述变压器具有：一初级绕组，耦接至所述输出；至少一次级绕组，配置用以根据一扩展三角形配置(extendeddeltaconfiguration)，并耦接至所述初级绕组。在一些实施例中，所述至少一个二极管电桥包含一第一二极管电桥及一第二二极管电桥，而且所述至少一组二极管包含：一第一组二极管，耦接至所述第一二极管电桥；及一第二组二极管，耦接至所述第二二极管电桥。

在一些实施例中，所述至少一输出电抗器包含：具有一第一输入抽头、一第二输入抽头及一输出抽头的一输出电抗器；其中所述第一输入抽头耦接至所述第一组二极管，所述第二输入抽头耦接至所述第二组二极管，及所述输出抽头耦接至所述整流器输出。在一实施例中，所述输出电抗器还耦接至所述第一二极管电桥及所述第二二极管电桥。在一实施例中，所述至少一输出电抗器包含：具有一输出抽头的一第一输出电抗器；及具有一输出抽头的一第二输出电抗器。

在至少一实施例中，所述第一输出电抗器被配置用以耦接至所述第一二极管电桥及所述第二组二极管；所述第一输出电抗器的输出抽头被配置用以耦接至所述整流器输出；所述第二输出电抗器被配置用以耦接至所述第二二极管电桥及所述第一组二极管；及所述第二输出电抗器的输出抽头被配置用以耦接至所述整流器输出。

在实施例中，所述系统还包含：一开关电路，耦接至所述至少一输出电抗器及所述整流器输出；及一输出电容器，配置用以耦接至所述开关电路。在至少一实施例中，所述开关电路被配置用以：响应于检测到在所述整流器输出的一短路，选择性地限制所述输出电容器的一放电电流；及响应于检测到未满足一预充电条件，选择性地限制流至所述输出电容器的一充电电流。

根据本发明的一个方面，提供一种整流器，所述整流器包括：一输入，配置用以接收输入交流电源；至少一个二极管电桥，耦接至所述输入；至少一组二极管，耦接至所述至少一二极管电桥；至少一输出电抗器，耦接至所述至少一组二极管；及一整流器输出，耦接至所述至少一输出电抗器。

在一实施例中，所述至少一个二极管电桥包含一第一二极管电桥及一第二二极管电桥，而且所述至少一组二极管包含：一第一组二极管，耦接至所述第一二极管电桥；及一第二组二极管，耦接至所述第二二极管电桥。在一些实施例中，所述至少一输出电抗器包含：具有一第一输入抽头、一第二输入抽头及一输出抽头的一输出电抗器；其中所述第一输入抽头耦接至所述第一组二极管，所述第二输入抽头耦接至所述第二组二极管，及所述输出抽头耦接至所述整流器输出。

附图说明

附图没有依照比例绘制。在附图中，在各附图中显示的每个相同或几乎相同的组件将由相同的数字表示。为了清楚起见，并非每个组件都会在每个附图中标记。在所述附图中：

图1a显示一整流器的一示意图。

图1b显示一输出电抗器的一示意图。

图2a显示根据一实施例的一整流器的一示意图。

图2b显示根据一实施例的一第一输出电抗器及一第二输出电抗器的一示意图。

图3显示根据一实施例的整流器的一示意图。

图4显示根据一实施例的整流器的一示意图。

图5显示一不间断电源的一框图。

具体实施方式

多个方面及示例大致上为一改进的电源整流器。所述改进的整流器的一些实施例包括新颖的元件配置，以最大化电源转换效率，改善输出电压稳定性并简化设计要求。

本文讨论的方法及系统的示例在应用中不限于申请的构造细节以及在以下描述中阐述或在附图中显示的组件布置。所述方法及系统能够在其他实施例中实施，并且能够以各种方式被实践或执行。本文提供的特定实施方式的示例仅出于说明性目的，并且不用于进行限制。特别地，结合任何一个或多个示例讨论的动作、组件、元件及特征不用于被排除在任何其他示例中的类似对象之外。

另外，本文所使用的措词及用语是出于描述的目的，并且不应被视为限制。对本文中以单数形式提及的系统及方法的示例、实施例、组件、元件或动作的任何引用也可以包括多数的实施例，而且本文以多数形式对任何实施例、组件、元件或动作的任何引用也可以仅包括单数的实施例。单数或多数形式的引用无意于限制当前公开的系统或方法，它们的组件，动作或元件。本文中“包括(including)”，“包含(comprising)”，“具有(having)”，“包含(containing,)”，“涉及(involving)”及其变化的使用，意在涵盖其后列出的项目及其等同对象以及其他项目。对“或”的引用可以被解释为包括的，使得使用“或”描述的任何用语可以指示单个、一个以上以及所有所描述的用语中的任何一个。另外，在本文与通过引用并入本文的文档之间的用语的用法不一致的情况下，所包含参考文献中的用语是本文的补充；对于不一致的地方，以本文中的用语为准。

整流器可以大致分为有源整流器(activerectifier)或无源整流器(passiverectifier)。有源整流器，例如：开关稳压器，包括一个或多个开关元件，这些开关元件被选择性地控制以产生整流的直流(directcurrent,dc)电源。相反地，无源整流器可能不利用开关元件来产生整流的dc电源。

一般的无源整流器可能能够获得非常高的效率。例如：在无源整流器包括二极管电桥的情况下，大多数损耗可能是由于二极管电桥中的损耗引起的。与通过有源整流器(例如，开关)中的有源组件的损耗相比，通过无源组件(例如，二极管)的损耗可以被认为相对较小。

一些常规的无源整流器可以被配置为对三相交流(alternatingcurrent,ac)电源进行整流。三相整流器拓扑的实施例，包括6脉冲、12脉冲、18脉冲及24脉冲的整流器拓扑。一般而言，较高的脉冲数通常需要更复杂的变压器的绕组结构及更多数量的二极管。但是，较高的脉冲数通常会产生较高的功率因数(powerfactor)，并降低拉线电流(drawnlinecurrent)的总谐波失真(totalharmonicdistortion,thd)。

例如，图1a显示一般的整流器100。所述整流器100是根据24脉冲拓扑来配置。所述整流器100包括一变压器102、一第一二极管电桥104、一第二二极管电桥106、一输出电抗器108、多个输出二极管110及可选的一输出滤波电容器112。所述变压器102包括一初级绕组114，一第一次级绕组116及第二次级绕组118。所述变压器102根据本领域中已知的拓扑配置为扩展三角形(extendeddelta)的配置。然而，可能有所述变压器102的替代配置。

在12脉冲整流器的拓扑中，可以直接从所述输出电抗器108的中点抽头输出，而无需所述输出二极管110。但是，在这种配置中，输入thd可能会高得无法接受。连接到所述输出电抗器108上的两个抽头的所述输出二极管110允许电流交替地流过所述输出二极管110，从而以减小的输入thd实现24脉冲的输入电流。

如图1b所示，更详细描述所述输出电抗器108和所述输出二极管110。所述输出电抗器108包括一第一绕组120、一第二绕组122及一第三绕组124。所述输出二极管110包括一第一二极管123及一第二二极管125。所述第一绕组120及第二绕组122经由一第一节点126连接。所述第二绕组122及第三绕组124经由一第二节点128连接。所述第一绕组120和第三绕组124具有相同数量的绕组。所述第二绕组122的绕组是第一绕组120和第三绕组124的两倍。

在所述实施例中，所述第一节点126的瞬时电压大于第二节点128的瞬时电压。因此，所述第一二极管123将传导电流，而所述第二二极管125将不传导电流，因为所述第一二极管123和第二二极管125的阴极上的电压(大致等于第一节点126的电压)大于所述第二二极管125的阳极上的电压(等于第二节点128的电压)。因此，所述第二二极管125处于反向偏置的非导电状态。

一第一电流130经由所述第一绕组120传导至第一节点126。一第二电流132经由所述第二绕组122和第三绕组124传导至第一节点126。所述电流的总和经由所述第一二极管123传导以产生输出电流134。由于上述绕组比为1：2：1，在所述实施例中，所述第一电流130约为输出电流134的75％，所述第二电流132约为输出电流134的25％。

在其他时间点，所述第二节点128的瞬时电压将大于第一节点126两端的瞬时电压，反之亦然。例如，由于所述第一电流130源自第一次级绕组116，所述第二电流132源自第二次级绕组118，所述第一节点126和第二节点128的相对电压将根据由所述变压器102的次级绕组提供的电压而变化。

在一示例中，在所述变压器102的次级绕组产生的电压之间存在30°的相移。因此，由6脉冲的二极管电桥104和106中的每一个产生的波纹电压在波形上是相同的，但是偏移一线周期的1/12。所述电抗器绕组120-124两端出现六倍线频的ac电压，从而在第一节点126和第二节点128之间产生一交流电压差。理想地，所述第一节点126的瞬时电压大于第二节点128的电压的时间量大致相同于所述第一节点126的瞬时电压小于第二节点128的电压的时间量。

所述整流器100具有几个缺点。例如，第一个问题是所述整流器100具有高二极管损耗，部分是由于所述输出二极管110的增加。进一步来说，流经所述整流器100整流的电源的每一相的电流必须流过所述第一二极管电桥104、第二二极管电桥106和输出二极管110中的每一个的二极管。因为每个二极管消耗功率，因此降低了所述整流器100的效率，所以电源效率通常随着电流路径中的二极管数量的增加而降低。此外，所有电流都流过所述输出二极管110，所以输出二极管110消耗大量电源。

所述整流器100的第二个问题是，第一次级绕组116和第二次级绕组118通常必须具有非常平衡的阻抗，因此，必须具有非常平衡的漏电感(leakageinductances)，以维持第一次级绕组116和第二次级绕组118之间的理想电流平衡。如果不保持电流平衡，则可能产生各种有害影响，包括输入thd增大，效率降低以及所述变压器102的温度升高。如以下的讨论，所述输出电抗器108的饱和加剧了这种不平衡。

所述整流器100的第三个问题是，由于所述第一次级绕组116和第二次级绕组118的不平衡，所述输出电抗器108通常必须包括气隙磁芯或低渗透性芯材料。否则，绕组不平衡可能导致所述输出电抗器108的铁心饱和。尽管实施气隙磁芯可以避免所述输出电抗器108的饱和，但是输出电压特性可能受到负面影响。例如，当输出负载小于额定负载的大约10％时，精确地控制输出电压可能很困难。

本公开的实施例提供整流器拓扑，其解决现有技术整流器拓扑的至少一些前述缺点。一些实施例提供一整流器，其中多个电流路径包括两个而不是三个二极管，这些二极管中没有一个直接连接到整流器输出，从而减少二极管的损耗。此外，一些实施例与现有技术拓扑相比，将由变压器绕组不平衡引起的电流不平衡减小了数倍。最后，一些实施例消除或减轻输出电抗器磁芯饱和的风险，这使得不需要气隙磁芯的更简单的电抗器的设计成为可能。因此，在明显小于额定负载的负载下，无法提供更精确的输出电压控制。

如图2a所示为根据本发明一实施例的整流器200。所述整流器200包括一变压器202、一第一二极管电桥204、一第二二极管电桥206、一第一输出电抗器208、一第二输出电抗器210、一第一组二极管212、一第二组二极管214、一电容器216、一输入218及一输出220。所述变压器202包括一初级绕组222、一第一次级绕组224和一第二次级绕组226。

所述输入218耦接到所述初级绕组222，并且被配置成耦接到电源(例如，ac主电源)。所述初级绕组222耦接到输入218，并且电感耦合到所述第一次级绕组224和第二次级绕组226。所述第一次级绕组224电感耦合至初级绕组222，并且耦接至所述第一二极管电桥204和第一组二极管212。所述第二次级绕组226电感耦合到所述初级绕组222，并且耦接到所述第二二极管电桥206和第二组二极管214。

所述第一二极管电桥204耦接到第一次级绕组224、第一输出电抗器208、第一组二极管212和第二二极管电桥206。所述第二二极管电桥206耦接到第二次级绕组226、第二输出电抗器210、第二组二极管214和第一二极管电桥204。

所述第一输出电抗器208耦接至第一二极管电桥204、第二组二极管214、输出220、电容器216和第二输出电抗器210。所述第二输出电抗器210耦接到所述第二二极管电桥206、第一组二极管212、所述输出220、电容器216和第一输出电抗器208。

所述第一组二极管212耦接到第一次级绕组224、第一二极管电桥204和第二输出电抗器210。所述第二组二极管214耦接到第二次级绕组226、第二二极管电桥206和第一输出电抗器208。所述电容器216耦接到所述第一输出电抗器208、第二输出电抗器210和所述输出220。所述输出220耦接到第一输出电抗器208、第二输出电抗器210、所述电容器216，并且被配置成耦接到负载(未示出)。

现在将结合图2b描述整流器200的操作。图2b显示所述第一输出电抗器208和第二输出电抗器210。仅为了清楚说明，以所述第一输出电抗器208为例，讨论所述第一输出电抗器208和第二输出电抗器210的电压特性，以所述第二输出电抗器210为例，讨论所述第一输出电抗器208和第二输出电抗器210的电流特性。

所述第一输出电抗器208包括一第一绕组230和一第二绕组232，所述第二输出电抗器210包括一第三绕组234和一第四绕组236。所述第一绕组230在一第一连接处耦接到第一节点238，并且在一第二连接处耦接到第二节点240。所述第二绕组232在一第一连接处耦接到第二节点240，并且在一第二连接处耦接到第三节点242。所述第三绕组234通过第四节点244耦接到第四绕组236。所述第三绕组234将第一电流246传导到第二节点240。所述第四绕组236将第二电流248传导到第二节点240。从第二节点244提供一输出电流250。

所述第一输出电抗器208和第二输出电抗器210提供与电抗器的绕组的匝数比成比例的电压。例如，参考第一输出电抗器208、第一节点240的电压可以表示为：

其中，vout是第一节点240的电压，va是第三节点238的电压，vb是第四节点242的电压，n1是第一绕组230的绕组数，n2是第二绕组232的绕组数。所述第二输出电抗器210可以根据相似的关系提供输出电压。

类似地，所述第一输出电抗器208和第二输出电抗器210提供与电抗器的绕组的匝数比成比例的电流。例如，参考第二输出电抗器210、第一电流246和第二电流248可以表示为：

其中ia对应于第一电流246，ib对应于第二电流248，iout对应于输出电流250，n1是第三绕组234的绕组数，n2是第四绕组236的绕组数。所述第一输出电抗器208可以根据相似的关系提供输出电流。

在一些实施例中，可能有利的是仅由第一输出电抗器208和第二输出电抗器210中的一个输出电抗器提供电流。例如，电流可以仅由所述输出电抗器提供，所述输出电抗器在给定的情况下根据等式(1)提供更大的瞬时输出电压。当一输出电抗器根据等式(2)和(3)提供电流时，另一输出电抗器可以提供零或可忽略的电流。

在一些实施例中，可以选择所述第一输出电抗器208和第二输出电抗器210的匝数比，以减小总thd。例如，匝数比为1：3可被视为使总thd最小的理想匝数比。在相对于第二输出电抗器210实现1：3的匝数比的情况下，第一电流246的大小可大约是第二电流248的大小的三倍，因此，所述输出电流250的25％来自第一电流246，而所述输出电流250的75％来自第二电流248。

在其他实施例中，可以实现交替的匝数比。此外，在一些实施例中，所述第一输出电抗器208和第二输出电抗器210可具有相同的匝数比，在其他实施例中，所述第一输出电抗器208和第二输出电抗器210可具有不同的匝数比。

所述整流器200相对于整流器100的第一优点为包括减小二极管损耗。由所述第一输出电抗器208和第二输出电抗器210提供的电流流过多个二极管，这些二极管可以对应于由所述整流器200提供的ac电源的多个相。如图2a所示的实施例中，所述输入218被配置为接收三相ac电源。因此，所述第一二极管电桥204和第二二极管电桥206均包括六个二极管，并且所述第一组二极管212和第二组二极管214均包括三个二极管。

尽管所述整流器200中的二极管总数大于常规整流器100中的二极管总数，通过所述整流器200中的二极管的平均电流小于通过整流器100中的二极管的平均电流。此外，所述整流器200中的每个电流路径最多包括两个二极管，而所述整流器100中的每个电流路径最多包括三个二极管。

通过二极管的传导损耗至少部分取决于通过二极管的平均电流和均方根(root-mean-square,rms)电流。例如，通过二极管的典型损耗可以表示为：

其中,ploss是通过二极管的功率损耗，iavg是通过二极管的平均电流，v(t0)是二极管的阈值电压，irms是通过二极管的rms电流，rt是二极管的斜率电阻。

根据等式(4)，二极管损耗与二极管的电压阈值和二极管的斜率电阻成正比。在一些实施例中，选择具有可忽略的小斜率电阻的二极管可能相对容易。因此，可以将由于倾斜电阻引起的功率损耗基本最小化。但是，阈值电压可能更难以最小化。因为阈值电压是不可忽略的并且可以相对固定，所以最小化平均电流iavg以最小化通过二极管的功率损耗ploss可能是有利的。

在现有技术的整流器100中，所述输出二极管110不断地传导平均电流。当所述第一二极管123和第二二极管125以相等的比例交替导通时，所述第一二极管123和第二二极管125各自传导平均电流的一半。所述第一二极管电桥104和第二二极管电桥106的每个二极管被配置为传导输入功率的三相中的一个，因此将传导平均电流大约1/6的电流。

在所述整流器200中，所述第一二极管电桥204和第二二极管电桥206交替导通，并且所述第一组二极管212和第二组二极管214交替导通，其中，所述第一二极管电桥204、所述第二二极管电桥206、所述第一组二极管212和第二组二极管214中的每个二极管传导输入电源的三相中的一个相。所述整流器200的二极管的一半传导电流，所述电流被提供给第一输出电抗器208或第二输出电抗器210的正端子，并且所述整流器200的二极管的一半传导电流，所述电流被提供给第一输出电抗器208或第二输出电抗器210的负极端子。

在一些实施例中，所述第一输出电抗器208和第二输出电抗器210的正绕组比对应的负绕组具有更多的匝数。在这些实施例中，向所述第一输出电抗器208和第二输出电抗器210的正极端子提供电流的整流器200的二极管的一半分别传导输出电流大约1/6的电流。向所述第一输出电抗器208和第二输出电抗器210的负极端子提供电流的整流器200的二极管的一半各自传导输出电流约1/18的电流，或者提供给所述第一输出电抗器208和第二输出电抗器210的正极的电流量除以示例性匝数比，例如：三。

总之，在所述整流器100中，十二个二极管(即，来自第一二极管电桥104和第二二极管电桥106的二极管)传导平均电流大约1/6的电流，两个二极管(即输出二极管110)传导平均电流大约一半的电流。在所述整流器200中，九个二极管(即提供给所述第一输出电抗器208和第二输出电抗器210的正端子的传导电流的二极管)每个传导平均电流大约1/6的电流，并且九个二极管(即提供给所述第一输出电抗器208和第二输出电抗器210的负极端子的导电电流的二极管)每个传导平均电流约1/18的电流。因此，在根据等式(4)将功率损耗与平均电流相关联的情况下，相对于所述整流器100，所述整流器200的功率损耗减少了约33％。

所述整流器200相对于整流器100的第二个优点包括减轻了电抗器的饱和。例如，所述整流器100的变压器102包括两个次级绕组，每个次级绕组向所述整流器100提供电流。如果两个次级绕组之间存在任何不平衡，例如泄漏阻抗(leakageimpedance)之间的不平衡，则将净非零(netnon-zero)dc电流提供给输出整流器108，这将产生磁场累积。

由于所述输出整流器108不断导通，由于净非零dc电流，磁场将继续在输出电抗器108中累积，而无法释放累积的磁能。为了避免所述输出电抗器108达到饱和，所述输出电抗器108通常用气隙磁芯或其他低磁导率材料来实现，以解决不可避免的磁场累积。如上所述，实现气隙磁芯或其他低渗透性材料会带来一些缺点。

相反地，所述整流器200抵抗第一次级绕组224和第二次级绕组226之间的基本不平衡。与始终导通的单个输出电抗器108不同，所述第一输出电抗器208和第二输出电抗器210交替导通。因此，即使所述第一次级绕组224和第二次级绕组226之间存在很大的不平衡，所述第一输出电抗器208和第二输出电抗器210能够在它们不传导电流的时间段释放积累的磁能。所述第一输出电抗器208和第二输出电抗器210中的每一个都从近似零电流状态开始新的传导周期，并且没有达到饱和。

所述第一输出电抗器208和第二输出电抗器210表现出的饱和电阻进一步改善了变压器202的负载平衡。对于所述变压器202的某些实施方式，在第一次级绕组224和第二次级绕组226的阻抗之间可能存在至少很小的不平衡。所述第一次级绕组224和第二次级绕组226的阻抗的不平衡可能导致负载电流的不平衡，所述第一输出电抗器208和第二输出电抗器210的饱和可进一步加剧负载电流的不平衡。

然而，如上所述，所述第一输出电抗器208和第二输出电抗器210抵抗饱和的影响。因此，与所述变压器102相比，由所述第一次级绕组224和第二次级绕组226提供的负载电流的不平衡被相应地减小，并且明显地更易于管理。例如，对于相同的绕组失衡，由所述第一次级绕组224和第二次级绕组226提供的负载电流的失衡，可以比所述第一次级绕组116和第二次级绕组118提供的负载电流的不平衡小于三倍以上。

与所述整流器100相比，抗饱和性还改善了所述整流器200的输出特性。在相对较低的负载下，所述输出电抗器108中的励磁电流(由于有气隙或低磁导率的磁芯而相对较大)相对于输出负载电流可能很大。在某个阈值负载电流以下，所述输出电抗器108两端的电压可能接近零并进入不连续传导模式(discontinuousconductionmode,dcm)。所述整流器100的输出电压可能不利地上升，因为所述电压不是来自所述第一二极管电桥104和第二二极管电桥106的平均电压，而是跟随来自所述二极管电桥104、106的最高电压。

相反地，由于所述第一输出电抗器208和第二输出电抗器210可以用较高渗透率的磁芯来实现，自感增加、励磁电流减小，从而dcm和连续导通模式(continuousconductionmode,ccm)之间的负载功率阈值大大降低。举例来说，在一些实施例中，阈值可以是额定负载的大约0.5％(例如，对于400kw额定值是2kw阈值)。因此，例如与整流器100相比，所述整流器200能够以显着较低的电压需求来维持负载需求。

图3显示根据本发明的一实施例的整流器300。所述整流器300包括一变压器302、一第一二极管电桥304、一第二二极管电桥306、一输出电抗器308、多个第一二极管310、多个第二二极管312、一电容器314、一输入316和一输出318。所述变压器302包括一初级绕组320、一第一次级绕组322和一第二次级绕组324。

所述输入316耦接到所述初级绕组320，并且被配置成耦接至一电源(例如，ac主电源)。所述初级绕组320耦接到所述输入316，并且电感耦合到第一次级绕组322和第二次级绕组324。所述第一次级绕组322电感耦合至初级绕组320，并且耦接至所述第一二极管电桥304和第一二极管310。所述第二次级绕组324电感耦合到所述初级绕组320，并且耦接到所述第二二极管电桥306和第二二极管312。

所述第一二极管电桥304耦接到第一次级绕组322、输出电抗器308、第一二极管310和第二二极管电桥306。所述第二二极管电桥306耦接到第二次级绕组324、输出电抗器308、第二二极管312和第一二极管电桥304。所述输出电抗器308耦接到所述第一二极管电桥304、第二二极管310、输出318、电容器314、第二二极管312和第二二极管电桥306。

所述第一二极管310耦接到第一次级绕组322、第一二极管电桥304和输出电抗器308。所述第二二极管312耦接到第二次级绕组324、第二二极管电桥306和输出电抗器308。所述电容器314耦接到所述输出电抗器308和输出318。所述输出318耦接到所述输出电抗器308、电容器314，并且被配置成耦接到负载(未示出)。

所述整流器300可以是特别有利的，因为仅实现了一个输出电抗器308。在一些示例中，减少输出反应堆的数量可能更具成本效益。然而，所述输出电抗器308可以用更高的伏特安培(volt-ampere,va)额定值来实现，以适应输出电抗器数量的减少。

图4显示根据本发明的另一实施例的整流器400。所述整流器400包括一变压器402、一第一二极管电桥404、一第二二极管电桥406、一第一输出电抗器408、一第二输出电抗器410、多个第一二极管412、多个第二二极管414、一电容器416、一输入418、一输出420、一第一开关422和一第二开关424。所述变压器402包括一初级绕组426、一第一次级绕组428和一第二次级绕组430。所述整流器400被配置为通信耦接至一控制器432。

所述输入418耦接到初级绕组426，并且被配置成耦接到电源(例如，ac主电源)。所述初级绕组426耦接到输入418，并且电感耦合到所述第一次级绕组428和第二次级绕组430。所述第一次级绕组428电感耦合到所述初级绕组426，并且耦接到所述第一二极管电桥404和第一二极管412。所述第二次级绕组430电感耦合到初级绕组426，并且耦接到第二二极管电桥406和第二二极管414。

所述第一二极管电桥404耦接至所述第一次级绕组428、第一输出电抗器408、第一二极管412和第二二极管电桥406。所述第二二极管桥406耦接到所述第二次级绕组430、第二输出电抗器410、第二二极管414和第一二极管桥404。

所述第一输出电抗器408耦接到所述第一二极管电桥404、第二二极管414、输出420、第一开关422和第二输出电抗器410。所述第二输出电抗器410耦接到所述第二二极管电桥406、第一二极管412、输出420、第一开关422和第一输出电抗器408。

所述第一二极管412耦接到所述第一次级绕组428、第一二极管桥404和第二输出电抗器410。所述第二二极管414耦接到第二次级绕组430、第二二极管桥406和第一输出电抗器408。所述电容器416耦接到所述第二开关424。所述输出420耦接到所述第一输出电抗器208、第二输出电抗器210、第一开关422，并且被配置成耦接到负载(未示出)。

所述第一开关422耦接到所述第一输出电抗器408、第二输出电抗器410、输出420和第二开关424，并且被配置为通信耦合到所述控制器432。所述第二开关424耦接到第一开关422和电容器416，并且被配置为通信耦合到所述控制器432。所述控制器432被配置为通信耦合到所述第一开关422和第二开关424。

所述整流器400类似于所述整流器200，并且另外包括一第一开关422和一第二开关424。所述第一开关422和第二开关424可以被配置为响应于从控制器432接收到控制信号而选择性地允许电流通过。例如，当整流器400最初被通电时，所述控制器432可以控制所述第一开关422和第二开关424以限制通过所述开关422、424的电流量，使得所述电容器416不经受过大浪涌电流(excessivein-rushcurrent)。在所述电容器416被充分充电之后(例如，在满足预充电条件之后，电容器416上的最小电荷量所示)，所述开关422、424可以保持在闭合且导电的配置。

除了调制所述电容器416的充电电流之外，还可以利用所述开关422、424，其中限制来自所述电容器416的放电电流是有利的。例如，在所述输出420短路的情况下，所述开关422、424可被致动到断开且不导电的位置，以防止从所述电容器416放电的大量电流的潜在不利影响。所述控制器432可以连接到被配置为测量所述整流器400的输出电流，以检测这种短路事件的电流传感器(未示出)。

尽管所述开关422、424被显示为mosfet，但是所述开关422、424的替代实施方式也是可能的。例如，所述开关422、424可以被实现为ptc热敏电阻，ntc热敏电阻，bjts等。此外，尽管显示两个开关，但是可以实现替代数量的开关。所述开关424、426通常可以被称为开关电路，或者可以被称为包括在开关电路内。

此外，尽管前述实施例将所述变压器202、302、402图示为扩展三角形的变压器，但是提供相移电压的替代实施例也是可能的。例如，所述变压器202、302、402可以包括y形连接的变压器，未扩展的三角形变压器或两者的组合。

已经揭露改进的整流器。所揭露的整流器的实施例实现了功率转换效率(powerconversionefficiency)的显着提高以及输出功率质量(outputpowerquality)的增强。本文揭露的整流器可以被实现为独立组件，或者可以被实现为更大的多个装置网络的一部分。例如，本文揭露的整流器可以被实现为不间断电源(ups)的一部分。

例如，图5是ups500的一框图。所述ups500包括一输入502、一ac/dc转换器504、一dc环节器506，一dc/dc转换器508，一电池510、一控制器512、一dc/ac逆变器514和一输出516。所述输入502耦接到ac/dc转换器504和ac电源(未示出)，例如ac主电源。所述ac/dc转换器504耦接到输入502和dc环节器506，并且通信耦合到所述控制器512。

所述dc环节器506耦接到所述ac/dc转换器504、dc/dc转换器508以及dc/ac逆变器514。所述dc/dc转换器508耦接到dc环节器506和电池510，并且通信耦合到所述控制器512。所述电池510耦接到所述dc/dc转换器508。所述dc/ac逆变器514耦接到dc环节器506和输出516，并且通信耦合到所述控制器512。所述输出516耦接到所述dc/ac逆变器514，并且耦合到外部负载(未示出)。

所述输入502被配置为耦接到dc主电源并接收具有一输入电压电平(inputvoltagelevel)的输入ac电源。例如，所述输入502可以被配置为接收单相ac主电源，三相ac主电源或具有不同相数的输入电源。所述ups500被配置为基于提供给所述输入502的交流电源的输入电压水平，以不同的操作模式进行操作。当提供给所述输入502的交流电是可接受时(即通过具有满足指定值的参数)，ups500以正常操作模式运行。

在正常操作模式下，在所述输入502接收到的ac电源被提供给ac/dc转换器504。ac/dc转换器504将ac电源转换为dc电源，并将dc电源提供给dc环节器506。在一些示例中，ac/dc转换器504可以包括整流器200、整流器300和/或整流器400。所述dc环节器506将dc电源分配给dc/dc转换器508和dc/ac逆变器514。所述dc/dc转换器508转换所接收到的dc电源，并将转换后的dc电源提供给所述电池510，以对所述电池510充电。所述dc/ac逆变器514从所述dc环节器506接收dc电源，将所述dc电源转换为调节后的ac电源，并且将调节后的ac功率提供给输出516以输送到负载。

当从ac主电源提供给输入502的ac电源不可接受时(即，通过具有不满足指定值的参数)，ups500将以备用操作模式进行操作。在备用操作模式下，dc电源从电池510放电到dc/dc转换器508。所述dc/dc转换器508转换接收到的dc电源并将dc电源提供给dc环节器506。所述dc环节器506将接收到的电源提供给dc/ac逆变器514。所述dc/ac逆变器514从dc环节器506接收dc电源，将所述dc电源转换为调节后的ac电源，并将调节后的ac电源提供给所述输出516。

在备用操作模式期间，提供给dc环节器506的电源由所述电池510提供，并且在正常操作模式下，提供给dc环节器506的电源由连接到所述输入502的电源提供。随后，由dc/ac逆变器514提取提供给dc环节器506的电源，以生成ac电源，并将所述ac电源提供给连接到所述输出516的外部负载。在替代实施例中，所述电池510可以由电容器或飞轮(flywheel)的替代能量存储装置替代。

在ups500中，可以使用所述整流器200、300、400之一来实现ac/dc转换器。在替代实施例中，所述整流器200、300、400可以结合替代类型的ups来实现。例如，在一些实施例中，所述整流器200、300、400可以在配置成提供不间断dc电源而不是ac电源的dcupss中实现。在一些实施例中，dcups可以不包括逆变器。

替代实施例可以进一步包括不同数量或配置的组件。例如，上述第一组二极管212被示出为包括三个二极管，其可以等于输入电源的相数。在替代实施例中，所述第一组二极管212可以包括不等于输入电源的相数的二极管数。例如，所述第一组二极管212中的每个二极管可以由并联连接的两个或更多个二极管代替。类似的原理适用于结合所述整流器200、300、400显示的其他二极管。

因此，已经描述了至少一实施例的几个方面，本领域技术人员将容易想到各种改变、修改和改进。这样的改变、修改和改进旨在作为本公开的一部分，并且旨在在本公开的范围内。因此，前面的描述及附图仅作为示例。