DC-DC转换器电路和电流隔离的DC-DC转换器电路的制作方法

本描述涉及电流隔离(galvanicallyisolated)的dc-dc转换器电路。

一个或多个实施例可以应用于具有使用专用工艺在独立芯片上制造的隔离变压器的实施例。

一个或多个实施例可以应用于具有利用集成方案在包括转换器的振荡器的芯片上制造的隔离变压器的实施例。

背景技术：

大量应用需要通过几千伏的电流隔离屏障来传送功率和数据。

这种系统的应用在各种领域中，例如工业(例如，高侧栅极驱动器)、医疗(例如，可植入装置)、隔离传感器接口和照明。已经开发了工业标准vde0884-10以明确考虑具有微尺寸隔离屏障的高度集成的半导体隔离器(使用磁或电容传送技术)的可用性。可以采用后处理或集成隔离电容器来执行电流隔离的数据通信。

商用的隔离dc-dc转换器通常通过使用包括以下项的架构来采用后处理的隔离变压器：针对功率传输的隔离的链路(隔离的功率通道)，其通常包括vhf功率振荡器、隔离变压器和功率整流器；针对用于(通常通过功率振荡器的pwm调制)控制输出功率的反馈路径的另一隔离的链路；以及多个专用隔离的链路，每个专用隔离的链路分别用于数据通道中的一个。

这些架构需要至少三个隔离变压器，一个用于功率通道、一个用于反馈控制通道、并且一个用于数据通道。

技术实现要素：

如上文所提及的，在现有架构中，需要分别用于功率通道、反馈控制通道和数据通道的三个隔离变压器。多通道的存在限制了集成水平、硅面积和系统成本等。因此，本领域需要通过促进功率调节同时维持通过电流隔离屏障的单个通道来解决现有实现方式的缺点。

在本公开的一个方面，提供了一种电流隔离的dc-dc转换器电路，其特征在于，包括：功率振荡器，连接到形成电流隔离屏障的隔离变压器的第一绕组，功率信号跨电流隔离屏障传输，电流隔离屏障还支持数据通信通道，数据流通过功率信号的调制而在数据通信通道上传递；第一发射器，被配置成响应于复用的比特流而对在隔离变压器的第二绕组处的功率信号进行振幅调制；整流器，连接到隔离变压器的第二绕组，并且被配置成通过对在第二绕组处的功率信号的整流来获得输出dc电压；比较器，被配置成将输出dc电压与基准电压值进行比较并且产生电压误差信号；模数转换器，被配置成将电压误差信号转换为数字功率控制值；复用器，被配置成将数字功率控制值与数据流复用，以生成施加到第一发射器的复用的比特流；接收器，连接到第一绕组，并且被配置成解调第一绕组处的经振幅调制的功率信号；解复用器，被配置成解复用数据流和数字功率控制值；以及数模转换器，被配置成将数字功率控制值转换为模拟控制信号，模拟控制信号将被供应作为功率振荡器的控制电压以用于功率调节。

在本公开的另一个方面，提供了一种dc-dc转换器电路，其特征在于，包括：隔离变压器，形成电流隔离屏障，功率信号跨电流隔离屏障传输，并且数据流通过功率信号的调制而跨电流隔离屏障传递；功率振荡器，被连接为将振荡信号施加到隔离变压器的第一绕组；整流器，连接到隔离变压器的第二绕组，并且被配置成通过对在第二绕组处的功率信号的整流来获得输出dc电压；比较电路，被配置成生成表示输出dc电压与基准电压值之间的差的电压误差信号；发射器，响应于电压误差信号和数据流，执行在隔离变压器的第二绕组处的功率信号的振幅调制；以及接收器，被配置成解调经振幅调制的功率信号，以恢复电压误差信号和数据流；其中振荡信号的振幅根据电压误差信号而被控制。

在一个或多个实施例中，通过调制功率信号而被传递通过转换器电路的隔离电流屏障的数据流包括n数据通道比特以及包含功率控制比特的数字字。

在一个或多个实施例中，转换器电路包括：连接到变压器的第二绕组的整流器，其被配置成通过整流在第二绕组上的所接收的功率ac信号来获得输出dc电压；比较器，接收输出dc电压和基准电压值作为输入从而产生误差信号；被配置成转换数字字中的误差信号的模数转换器；将数字字与n通道数据复用以产生复用的比特流的复用器；被配置成执行功率信号的振幅调制的、由复用的比特流驱动的发射器；连接到第一绕组并且被配置成解调在该第一绕组处的经振幅调制的信号的解调器；被配置成解复用n数据通道和功率控制比特数据(数字字)的解复用器；以及被配置成将功率控制比特转换为模拟控制信号的数模转换器，该模拟控制信号是功率振荡器的控制电压以用于功率调节。

因此，一个或多个实施例可以提供电流隔离的dc-dc转换器电路，其包括电流隔离屏障，功率信号跨该电流隔离屏障而传输，dc-dc转换器电路包括连接到隔离变压器的第一绕组的功率振荡器以及至少一个数据通信通道，数据流在数据通信通道上通过调制功率信号而被传递通过电流隔离屏障(gi)。发射器执行在变压器的次级绕组处的功率信号的振幅调制，并且连接到变压器的第二绕组的整流器被配置成通过对第二绕组上的所接收的功率ac信号的整流来获得输出dc电压。比较器接收输出dc电压和基准电压值作为输入，从而产生电压误差信号，并且模数转换器被配置成将误差信号转换成数字功率控制值。复用器将数字功率控制值与n通道数据一起复用，以获得复用的比特流。由复用的比特流驱动的发射器被配置成执行功率信号的振幅调制，并且接收器连接到第一绕组并且被配置成解调在该第一绕组处的经振幅调制的信号。解复用器被配置成解复用n数据通道和数字功率控制值，并且数模转换器被配置成将数字功率控制值转换为模拟控制信号，模拟控制信号被供应作为功率振荡器的控制电压以用于功率调节。

在一个或多个实施例中，隔离变压器在专用的独立芯片上。

在一个或多个实施例中，隔离变压器在功率振荡器的相同芯片上。

在一个或多个实施例中，转换器包括隔离变压器的在第一绕组与接收器之间的cmt抑制块，其被配置成减小经振幅调制的信号中的cmt的效应(effect)。

在一个或多个实施例中，隔离变压器使用分别连接到功率振荡器芯片和整流器芯片上的电源和地的中间抽头，以保证用于由cmt事件注入的电流的低阻抗路径。

在一个或多个实施例中，模数转换器包括pwm发生器，pwm发生器的pwm输出信号被采样并与n通道数据一起被复用。

在一个或多个实施例中，数模转换器包括滤波器，该滤波器被配置成从pwm信号中提取dc分量，其通过控制电压端子来调节传输的功率。

在一个或多个实施例中，功率振荡器被配置为具有谐振负载的功率振荡器。

在一个或多个实施例中，功率振荡器与用于调节功率振荡器的偏置的电路相关联，该电路包括偏置mosfet和调节mosfet，偏置mosfet被配置成在偏置电压的控制下提供用于振荡器的操作的最小偏置电流，调节mosfet被配置成在调节电压的控制下调节偏置电流。

在一个或多个实施例中，功率振荡器包括开关装置，以在基于基准时钟信号的定时信号的控制下将给定的数字值馈送到复用器。功率振荡器还包括对应开关装置，以基于给定的数字值在所接收的比特流中的出现而将数字值馈送到执行解复用的复位操作的电路装置，该定时信号标识用于同步复用器和解复用器的时钟训练阶段。

与某些已知装置相比，一个或多个实施例可以促进实现功率的调节，同时维持通过电流隔离屏障的单个通道。

一个或多个实施例可以提供以下优点中的一个或多个：由于能够仅使用由适当的变压器实现的一个隔离屏障来传送功率、控制信号和数据而提高了集成水平、减小了硅面积和系统成本；与共模瞬变注入(cmti)抑制块的实现方式的兼容性(此外，在所提出的实现方式中使用电流控制的功率振荡器进一步改进了cmti抑制性能)；以及通过使用在单个隔离的链路上的单个载波，避免了功率通道与数据通道之间的串扰现象(这使得可以传送比基于两个分离的链路的常规解决方案高的功率)。

附图说明

现在将参考附图仅通过示例的方式来描述一个或多个实施例，其中：

图1是使用本文公开的dc-dc转换器电路的实施例的可能上下文的示例性表示；

图2是dc-dc转换器的一个实施例的框图；

图3是dc-dc转换器的一个实施例的框图；

图4是dc-dc转换器的一个实施例的框图；

图5是操作中的dc-dc转换器的一个实施例的框图；以及

图6是诸如可以在本文的dc-dc转换器的实施例中使用的共模瞬变抑制电路的一个实施例的框图。

具体实施方式

在随后的描述中，说明了一个或多个具体细节，旨在提供对本说明书的实施例的示例的深入理解。实施例可以通过具体细节中的一个或多个或者利用其他方法、组件、材料等获得。在其他情况下，未详细图示或描述已知的结构、材料或操作，使得实施例的某些方面将不被模糊。

在本说明书的框架中对“实施例”或“一个实施例”的引用旨在指示关于该实施例而描述的特定配置、结构、特性与至少一个实施例相符合。因此，可能存在于本说明书中的一个或多个点中的诸如“在实施例中”或“在一个(或多个)实施例中”的短语不一定指的是同一实施例。此外，结合任何附图而例示的特定构造、结构或特性可以在如在其他附图中可能例示的一个或多个实施例中以任何其他方式组合。

本文使用的参考仅仅是为了方便而提供，因此不限定保护的范围或实施例的范围。

在整个该说明书中，将参考各种文档。这些文档的题注将包括方括号之间的数字(例如[x])，其中方括号之间的数字是在本说明末尾再现的“说明书中引用的参考文献列表”中标识所题注的文档的数字。

一个或多个实施例可以在具有图1中例示的一般布局的系统中提供具有(电流)隔离屏障gi的dc-dc转换器电路110，该系统即包括具有相应的电源线vdd1、vdd2以及地gnd1和gnd2的第一单元10和第二单元12的系统。可以在两个地gnd1和gnd2之间建立共模信号vcm，两个地gnd1和gnd2可以暴露于地移并因此暴露于瞬变或cmt(例如，dvcm/dt)。

一个或多个实施例可以应用于如下的系统，其中功率传送pt从单元10通过转换器电路向单元12提供，同时双向数据传输dt可以在单元10与单元12之间发生。

包括微控制器单元(μcu)的人/数据接口、总线/网络控制器可以是单元10的例示。

传感器接口、门驱动器、医疗设备和通信网络设备可以是单元12的例示。

后处理或集成的隔离电容器可以在提供电流隔离的数据通信中使用[1]。电容性隔离器可以使用利用rf振幅调制或脉冲传输的双芯片方案(即，rx和tx)。然而，由于在功率整流器的输入处的有害电压划分(partition)以及随之而来的功率效率降低，电容性隔离器技术可能无法提供功率传送，尤其是在期望高电流隔离时。

基于变压器的隔离器也可以用于数据传输。隔离变压器可以通过后处理步骤来实现[2]。

通过使用由功率振荡器(即，dc-ac转换器)和整流器(即，ac-dc转换器)形成的专用链路，后处理的隔离变压器也可以用于高效功率传送[3]-[5]。

也已经开发了能够维持几千伏的某些集成变压器[6]。基于这种技术，使得电流隔离的数据传送系统可用[7]，同时最近已经证明了高效率的功率传送[8]-[11]。

各种不同隔离方案的主要优点和缺点总结在下表中。

商用的隔离dc-dc转换器通常通过使用包括以下项的架构来采用后处理的隔离变压器：针对功率传输的隔离的链路(隔离的功率通道)，其通常由vhf功率振荡器、隔离变压器和功率整流器形成；针对用于(通常通过功率振荡器的pwm调制)控制输出功率的反馈路径的另一隔离的链路；以及多个专用隔离的链路，每个数据通道一个专用隔离的链路。

这些架构使用至少三个隔离变压器，一个用于功率通道、一个用于反馈控制通道以及一个用于数据通道。

在美国专利no.9,306,614[12]中示出了用于隔离的dc-dc转换器的备选架构。主要思想还是通过在隔离变压器的初级或次级绕组处的功率信号的ask调制而将隔离的功率通道用于双向(半双工)数据通信。包括适当的解调电路以恢复第一接口和第二接口上的数据和时钟比特流。

然而，在该应用中，可变功率功能与通过在功率通道上的ask调制而实现的数据传输不兼容。此外，数据通信利用功率信号的存在，并且这与利用功率振荡器的开/关调制(即，pwm调制，bang-bang控制方案)以保持效率的通常的功率控制不兼容。因此，当期望可变/受控的输出功率时，不能使用这种实现方式。因此，将使用输出电压调节器。

此外，固有的cmt抑制性能较差。以高效率来传送功率涉及大的隔离功率变压器、以及因此的在隔离变压器的初级与次级绕组之间的高寄生电容。这与高cmt抑制的期望相反，因为由cmt引起的注入电流与寄生的初级到次级电容成比例(即i＝cdv/dt)。

然而，在若干应用中，连同功率和数据传输一起，还要使用所传输功率的调节。可能的实现方式使用两个分离的隔离通道，如z.tan等人的出版物“afullyisolationdelta-sigmaadcforshuntbasedcurrentsensing”，ieeejournalofsolid-statecircuits，vol.51，2016年10月[13]中所示的。在那里所讨论的架构中，第一隔离通道用于功率传输，并且第二通道用于数据和功率控制反馈传输。此外，微变压器用于实现两个电流隔离的链路。

然而，这种实现方式带来了具有较高成本的高占用面积，因为使用至少两个分离的隔离的链路来传送调节的功率和数据。两个隔离变压器用于帮助保证隔离和调节的dc-dc转换连同高速数据传输。这些架构使用多芯片实现方式(也是5-6个芯片)，其中两个隔离组件通常占据大面积。系统级封装的复杂性增加，并且因此成本较高。此外，两个隔离的通道的存在可能产生妨碍数据通信的串扰现象。

鉴于具有数据通信的隔离的dc-dc转换器的最新技术，清楚的是减少隔离的链路的数目将表示尺寸和成本方面的重要进步。当然，这必须在不显著影响转换器的整体性能的情况下被实现。本文公开的架构仅使用一个隔离的链路来传送利用功率控制信号而复用的功率和n通道数据，从而克服了常规设计的缺点。

为了简单和易于理解，前面的描述参考如下的实施例被提供，在该实施例中第一单元10和第二单元12包括发射器118和接收器120，其中数据传输dt假设从发射器118向接收器120(单向地)发生。发射器118和接收器120被包括在电流隔离的dc-dc转换器110中，其中数据传输使用隔离的链路来高效地传送功率并且使用反馈链路来控制输出dc电压并进一步支持数据通信通道。

因此，一个或多个实施例可以提供：第二单元12，包括如下面描述的图2中所示的、用于在载波dt之上发射信号的发射器118；第一单元10，包括用于接收在由发射器118发射的载波dt之上的信号的接收器120；以及设置在发射器118与接收器120之间的转换器电路110，具体地包括发射器118和接收器120，针对发射器118与接收器120之间的载波dt之上的信号提供电流隔离的传输通道。

图2是示出电流隔离的dc-dc转换器电路110的一般实现方式的框图，其中数据传输使用隔离的链路来传送功率并且使用反馈链路来控制输出dc电压并进一步支持数据通信通道。

利用附图标记112指示被包括在转换器电路110中的功率振荡器，功率振荡器输出交流电压vi，交流电压vi的振幅由控制电压vctrl调节。交流电压vi被供应给表示电流隔离屏障的隔离变压器111的第一(初级)绕组111p。次级绕组111s连接到整流器113，整流器113的输出通过输出滤波器rl、cl形成dc输出电压vo。因此，根据基于功率振荡器112和整流器113的方案，电流隔离屏障由用于功率传送的隔离变压器111实现。

输出电压vo由馈送比较器115的划分电路114拾取，比较器115在其另一输入处接收基准电压ref。以这种方式，通过在整流器113处对所接收的功率ac信号的整流而获得的输出dc电压vo与基准电压ref进行比较，并产生误差信号ε。

然后，误差信号ε由模数转换器116转换成表示数字功率控制值p的数字字，并且被馈送到复用器117的输入，复用器117在其其它输入处接收形成n通道数据的数据流d1、d2...dn。复用器在其输出处产生比特流tbt，其中功率控制值p和数据流d1、d2...dn被复用。由复用器117输出的比特流tbt用于驱动调制发射器118，调制发射器118被配置成通过负载失配对在隔离变压器111的第二绕组111s处的ac功率信号施加振幅调制，特别是ask(幅移键控)调制。因此，数据传输借助于负载失配对在次级绕组处的功率信号执行振幅调制的发射器电路实现。

具体地，如参考图5更详细地描述的，发射器118包括由nmos开关实现的调制器118b，nmos开关在由编码器118a供应的信号的控制下将连接到次级绕组111s的两个端部的两个失谐电容器分流到地。这些电容器用于使隔离变压器111的次级绕组111s失谐，即它们改变阻抗的电抗性部分(如与rfid中的反向散射一起发生的)，从而在初级绕组111p处产生被指示为out的振幅调制。这种振幅调制out在第一绕组处通过减小cmt的影响的cmt(共模瞬变)抑制电路(cmtr)119被接收，然后被发送给接收器120，接收器120被配置成解调ask调制的信号(即，振幅调制out)，获得所接收的比特流rbt。然后，由解复用器121对所接收的比特流rbt进行解复用，使得在其输出处存在功率控制通道，在该功率控制通道上传输功率控制值p的流和n数据通道d1...dn。

在一个或多个实施例中，如提供细节的图6中所示，cmt抑制电路119对应于在文献[14]、[15]、[16]中所示的cmt电路。具体地，cmt抑制电路119被配置成通过通带放大器级24来实现cmt滤波，通带放大器级24包括与(可选地对称的)lc谐振负载26a、26b一起的差分放大器级(例如，诸如fet的晶体管24a、24b)。

在一个或多个实施例中，谐振负载26a、26b中的lc滤波器可以被调谐处于如用于(例如，rf振幅调制-ask)传输dt的数据载波频率，从而抑制共模噪声，同时允许数据传输。

在一个或多个实施例中，级24中的lc滤波器可以提供针对共模信号的高q因子以更好地抑制共模噪声，同时可以提供电阻器28a、28b以便减小针对差分信号的q因子以符合数据比特率。

注意，由于寄生电容cpar(例如，在fet源极处)，没有lc谐振负载26a、26b、28a、28b的简单的差分对(例如24a、24b)的共模抑制比(cmrr)可能在高频被降低。

与某些常规解决方案不同，在本文例示的一个或多个实施例中，cmti可以与数据速率无关。此外，可以控制电流消耗，这在增加功率效率上可以是有利的。

回到图2中的转换器电路110的一般示意图，功率控制通道(即，承载功率控制比特p的通道)被供应给数模转换器122，数模转换器122将功率控制p比特流转换为模拟控制信号。模拟控制信号作为调节电压vctrl被供应给功率振荡器112的对应端子以用于功率调节。

因此，在刚刚描述的实现方式中，通过跨由变压器111表示的电流隔离屏障的振幅调制out而传递的数据流包括n数据通道d1...dn比特和功率控制p比特，从而避免使用至少两个其他隔离的链路即，分别地，一个用于数据传输，并且另一个用于功率控制反馈。

在图3中示意性地示出了转换器电路110的一个实施例，其中在用chipa(其可以是电路或接口，并且可以也被包括在电路单元10中)指示的第一芯片上获得变压器111，功率振荡器112也被并入在第一芯片上。

如所示的，隔离变压器111包括第一绕组111的、将第一绕组111分成两个半绕组的中心抽头。第一半绕组连接到第一芯片chipa上的电源vdd1。第二半绕组连接到第二芯片chipb(其可以是电路或接口，并且也可以被包括在第二电路单元12中)的地gnd2，整流器113存在于第二芯片chipb上，以帮助保证用于由cmt事件注入的电流的低阻抗路径。

图3示出了由简单的pwm发生器实施的模数转换器116的一个实现方式，pwm发生器的输出信号(表示功率控制值p的pwm信号)然后被采样并与n通道数据d1...dn一起被复用。在解复用器121处对所接收的比特流rbt进行解复用之后，在是简单的低通滤波器的数模转换器模块122处对表示功率控制值p比特的pwm信号执行数模转换，从而提取pwm信号的dc分量，其如同功率振荡器12的对应的调节端子处的调节电压vctrl来调节所传输的功率。

划分电路114由分割输出电压vo的值的两个相等的电阻器r形成，同时比较器115是跨导放大器，其提供驱动pwm发生器116的误差电流iε作为误差信号ε。

为了帮助保证数据传输，必须存在载波信号，即跨电流屏障gi的振幅调制out。为此，不能使用具有开/关控制的d类功率振荡器。如所示的，存在被配置为具有谐振负载的功率振荡器的振荡器，谐振负载包括通过交叉耦合反馈网络而连接的两个开关mosfet晶体管m1和m2、以及两个时间延迟电容器2c，即，振荡器是包括交叉耦合对的功率振荡器。振荡器以受控电流操作。偏置mosfetm4连接在mosfetm1和m2的源极与第一芯片chipa的地gnd1之间，从而在施加到其栅极电极的偏置电压vb的控制下提供用于振荡器112的操作的最小偏置电流。然后，mosfetm3连接在mosfetm1和m2的源极与第一芯片chipa的地gnd1之间，并且作为电流发生器操作，电流发生器的电流由在其栅极电极处接收的调节电压vctrl设置，从而调节由mosfetm4提供的偏置电流。与d类振荡器相比，这种拓扑还允许更好的cmt抑制。

总之，这种拓扑包括功率振荡器，即，与用于调节功率振荡器m1、m2、2c的偏置的电路(即，mosfetm4、m3)相关联的具有mosfet的交叉耦合的组件m1、m2、2c。偏置mosfetm4被配置成在偏置电压vb的控制下提供用于振荡器112的操作的最小偏置电流，并且调节mosfetm3被配置成在调节电压vctrl的控制下调整偏置电流。

因此，解复用器电路121用于分离数据流并提取表示功率控制值p比特的信号，该信号被滤波以提取dc分量，该dc分量作为调节电压vctrl借助于m3通过调整偏置电流来调节振荡器112的功率。

图4示出了转换器110的一个变型实施例，其中通过专用制造工艺、具体地通过后处理在单独的芯片31上制造隔离变压器111。

为了保证所传输的数据信号的正确重建，这里描述的实现方式提供了用于复用器117与解复用器121之间的同步的启动训练阶段，这参考图5来举例说明，图5详细描述了诸如在图3中示出的实施例中的转换器之类的、即具有在第一芯片chipa上的变压器111的转换器的操作。

由开关信号x控制的相应开关142被放置在复用器117的每个输入与承载功率控制值p或数据通道d1...dn的对应的线之间。其上插入由开关信号的补码x(bar)控制的相应开关144的另外多个比特承载线143将逻辑值馈送到复用器117的输入，使得对应于功率控制通道的线(即，值p)被设置为逻辑“1”，同时数据通道d1...dn被设置为逻辑“0”。

定时器模块140被提供在第二芯片chipb上，并且由例如第二芯片chipb的主时钟的基准时钟信号ck驱动。基准时钟信号ck被馈送到复用器117的时钟输入。定时器模块140生成开关信号x。在初始启动训练阶段期间，开关信号x被设置为例如逻辑“0”的逻辑电平，以断开开关142并且闭合开关144，使得比特“1”在控制通道上传输，同时比特“0”在数据通道上传输。定时器模块141通过控制信号x处于电平“0”的持续时间来限定启动训练阶段的持续时间，并且在该时间间隔期间，从接收器120恢复时钟参考ck。具体地，基准时钟ck的第一脉冲使得定时器模块140能够将开关信号x设置为低逻辑电平。在固定时间之后(例如，在基准时钟信号ck的m个循环之后)，开关信号x变为高逻辑电平并且启动训练阶段结束。具体地，如在图5中所示，发射器118包括编码器118a，编码器118a被配置成执行例如曼彻斯特编码的编码以降低误码率，将编码的信号馈送到调制器118b。如上所述的，调制器118b通过nmos开关施加对应的ask调制，nmos开关将连接到次级绕组111s的两个端部的两个失谐电容器分流到地。接收器120包括对应的解调器120a，解调器120a解调振幅调制out并将解调的信号供应给执行解码的解码器120b，以将解码的信号(即，所接收的比特流rbt)供应给解复用器121。如所示的，解码器120b还被配置成从解调的信号中恢复基准时钟ck。解复用器121由通过数字计数器146而生成的选择输入si驱动(使能输入的数目取决于解复用器输出的数目，在图5的示例中，已经假设涉及两个使能输入s1和s2的四个输出)。数字计数器146由从解码器120b恢复的作为采样时钟的基准时钟ck驱动。以这种方式，选择输入s1和s2在每个时钟脉冲处改变，以切换在解复用器121的不同输出通道上的比特rbt。恢复的基准时钟ck驱动类似于定时器140的定时器模块141。具体地，恢复的基准时钟ck的第一脉冲使得定时器模块141能够闭合开关147。在固定时间之后(例如，在恢复的基准时钟信号ck的m个循环之后)，开关147被断开并且启动训练阶段结束。开关147被断开和闭合，将比特流rbt连接到上升沿检测电路147。计数器146由基准时钟ck计时，并控制解复用器121的输出的选择输入s1和s2，使其依次循环通过其输出p、d1…dn。上升沿的检测意味着比特流rbt中的实际比特是控制比特，并且计数器146立即复位，从而将解复用器121切换到控制通道中。这在训练阶段期间发生，其中线143的10...0信号作为传输的比特流rbt而被传输，因此基准时钟ck的每n+1个周期，计数器146将解复用器切换到功率控制通道p上。

当开关信号x切换时，开关142闭合并且开关144断开，从而传递控制值p和数据通道d1...dn被复用在其中的常规比特流，同时开关147断开，从而切断边沿检测器145，使得计数器146不能再复位。

在图5中总结，开关装置142、144用于在基于基准时钟信号ck的定时信号(即，开关信号x)的控制下将给定的数字值(即，10...0)馈送到复用器117和对应的开关装置(即，开关147)。开关147将该给定的数字值馈送到由边沿检测电路145和计数器146表示的、基于所接收的比特流中的给定的数字值的出现而执行解复用器的复位的电路装置，这种出现由基准时钟ck计时，从而将复用器117和解复用器121同步。因此，定时信号(x)标识时钟训练阶段以同步复用器117和解复用器121。

注意，在图5中，为了简单起见，示出了块114’，其输入连接到输出vo并且输出连接到开关装置142，这种块包括图4的块114、115和116。

在不脱离保护范围的情况下，在不影响基本原理的情况下，细节和实施例可以相对于在前文中仅通过示例公开的内容变化，甚至显著地变化。

保护范围由所附权利要求限定。

说明书中引用的参考文献列表所有以下参考文献通过引用并入本文：

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[8]p.lombardo,v.fiore,e.ragonese,g.palmisano,"afully-integratedhalf-duplexdata/powertransfersystemwithupto40mbpsdatarate,23mwoutputpowerandon-chip5kvgalvanicisolation,"ieeeinternationalsolid-statecircuitsconference(isscc),旧金山,美国,2016年2月,pp.300-301。

[9]n.greco,n.spina,v.fiore,e.ragonese,andg.palmisano,"agalvanicallyisolateddcdcconverterbasedoncurrent-reusehybrid-coupledoscillators,"ieeetrans.circuitssyst.ii,.vol.64,pp.56-60,2017年1月。

[10]b.chen,“microtransformerisolationbenefitsdigitalcontrol,”powerelectronicstechnology,pp.2025,2008年10月。

[11]e.ragonese,v.fiore,n.spina,p.lombardo,g.palmisano,“poweroscillatorapparatuswithtransformer-basedpowercombiningforgalvanically-isolatedbidirectionaldatacommunicationandpowertransfer,”美国专利9306614b2,2016年4月5日授权。

[12]z.tan等人,“afullyisolateddelta-sigmaadcforshuntbasedcurrentsensing,”ieeejournalofsolid-statecircuits,vol.51,2016年10月。

[13]e.ragonese,n.spina,a.parisi,p.lombardo,n.greco,g.palmisano,“agalvanicisolationcircuit,correspondingsystemandmethod,”意大利专利申请10201600008820,2016年8月30日提交。

[14]e.ragonese,n.spina,p.lombardo,n.greco,a.parisi,g.palmisano,“agalvanicisolationcircuit,correspondingsystemandmethod,”欧洲专利申请17161341.7,2017年3月16日提交。

[15]e.ragonese,n.spina,p.lombardo,n.greco,a.parisi,g.palmisano,“agalvanicisolationcircuit,correspondingsystemandmethod,”美国专利申请15/468306,2017年3月24日提交。