一种零电压转换CLL谐振DC-DC变换器的制作方法

本实用新型涉及一种零电压转换cll谐振dc-dc变换器，属于电力电子软开关技术领域。

背景技术：

可再生能源一直是传统能源的最有希望的替代品，使用可再生能源产生的功率波动很大，要将这种变化的功率转换成可用的恒定功率，需要一个功率调节单元。dc-dc转换器是此功率调节单元最重要的组件之一。由于硬开关，用于调节输出功率的脉宽调制(pulsewidthmodulated，pwm)dc-dc变换器会造成较大的开关损耗。随着高开关频率，这些开关损耗显着增加，导致效率降低。为了克服这一缺点，现有提出文献多种dc-dc谐振转换器拓扑。可以将包含lc储能电路元件的谐振转换器设计为具有软开关功能即零电压开关(zero-voltageswitching，zvs)或零电流开关(zero-currentswitching，zcs)，从而降低开关损耗，开关应力和电磁干扰(electromagneticinterference，emi)。因此，可以使用高频(high-frequency，hf)开关来最小化转换器的尺寸和重量，进而增加转换器的功率密度。由于可再生能源发电系统的输出电压变化很大，因此谐振转换器必须保持软开关，以在调节输出电压恒定的同时实现更高的效率。

但是在空载条件下，串联谐振转换器(seriesresonantconverters，src)很难调节输出电压，有研究者提出了并联谐振转换器(parallelresonantconverters，prc)但光负载效率较低。同时也有串并联(series-parallelresonantconverters，lcc)和(modified-seriesresonantconverters，lcl)谐振转换器。然而，lcc转换器的轻载效率的改善仍然不够。通过改变开关频率来提高效率，这种变频控制会产生emi以及与滤波器和磁性设计有关的问题，并且很难有效利用变压器的寄生元件。

技术实现要素：

本实用新型的目的在于提出一种基于软开关cll谐振转换器调节以实现输出电压恒定、高效率的零电压转换cll谐振dc-dc变换器，以克服现有技术的不足。

本实用新型通过以下技术方法来实现上述目的：

1、所述零电压转换cll谐振dc-dc变换器，包括全桥式hf变换器、cll谐振电路、隔离变压器、二极管整流电路、储能电路；此外，还包括零电压转换zvt辅助电路，包括mofet管sa、二极管d1z、d2z、辅助电容cz及辅助电感lz；该零电压转换zvt辅助电路与全桥式hf变换器并联，用于连接直流电源vs的正极、负极；所述二极管d1z与辅助电感lz串联连接到全桥式hf变换器桥臂上的两个mofet管s1、s4之间；所述的辅助电容cz与mofet管sa并联后通过反向串联的二极管d2z连至全桥式hf变换器的一端。

2、所述dc-dc变换器只用一个zvt辅助电路，可辅助所有的开关管以zvs开通，并且可向hf变压器二次级侧整流二极管提供zcs功能；

3、所述cll谐振电路兼具串、并联谐振的优点，可且在保持开关管zvs的同时，固有地调节谐振电流；

4、采用基于一种脉宽调制门控的dc-dc变换器控制方法，可为所有开关管提供zvs，以适应负载和输入电压条件的变化；

5、所述dc-dc变换器可通过整流电路输入电流ir_in和并联电感器电流ilp波形来识别应当采用ccm模式或dcm模式进行控制。

采用上述技术方案带来的有益效果：

本实用新型的dc-dc变换器包括zvt辅助电路和cll谐振电路，可有效降低开关损耗，提高转换器的效率，运行时间间隔和消耗的功率较小，实现了变换器整体运行优化。并且可以适应负载和输入电压条件的变化，实现变换器在ccm或dcm模式下的高效率工作。

附图说明

图1为本实用新型的具有电容输出滤波器的全桥cll谐振变换器电路；

图2为本实用新型的dc-dc变换器的隔离变压器等效及其简化电路图；

图3为本实用新型的cll谐振dc-dc变换器最小输入电压下典型的工作波形和门控模式图；

图4为本实用新型的ccm模式下中不同工作阶段的变换器的等效电路图：(a)阶段ⅰ，(b)阶段ⅱ，(c)阶段ⅲ，(d)阶段ⅳ和(e)阶段ⅴ；

图5为本实用新型的最大输入电压下dcm中dc-dc变换器工作的典型工作波形和门控模式：(a)无zvt，(b)有zvt；

图6为本实用新型的dcm模式下中不同工作阶段的变换器的等效电路图：(a)-(b)阶段ⅵ′，(c)-(d)阶段ⅵ″；

图中数字所表示的相应部分名称：1、直流电源；2、hf全桥变换器；3、zvt辅助电路；4、cll谐振电路；5、隔离变压器；6、二极管整流电路；7、电容储能滤波电路；8、负载

具体实施方式

以下结合附图，对本实用新型的技术方案进行详细说明。

如图1所示为本实用新型的zvtcll谐振dc-dc变换器电路图；包括：直流电源(1)、全桥式hf变换器(2)、零电压转换zvt辅助电路(3)、cll谐振电路(4)、隔离变压器(5)、二极管整流电路(6)、储能电路(7)、负载(8)。

全桥高频hf变换器包括四个mofet管s1、s2、s3、s4，每个mofet管并联一个吸收电容cn，n＝1，2，3，4。

zvt辅助电路安装在hf变换器桥臂之间，直流输入可由可再生能源vs提供，辅助电容cz与mofet管sa并联、二极管d1z与辅助电感lz串联连接到s1、s4之间、d2z与cz通过串联与vs正极相连。

cll谐振电路跨接在hf变换器的两桥臂之间，包括电容cs、电感lr和lt；电容储能电路和二极管整流桥之间为两绕组高频变压器；二极管整流电路输出滤波电容器cf向电阻负载rl供电。

所述cll谐振dc-dc变换器主要元件的参数及型号如表1所示：

表1变换器主要元件的参数及型号

本实用型的工作原理如下：

如图2所示为本实用新型的dc-dc变换器隔离变压器等效电路模型及其简化过程示意图，具有输出电容滤波器的cll谐振转换器的电路图如图1所示。通过遵循网络简化技术，可以获得图1变换器输出端子ab上称为初级侧的等效电路。第一步，用t等效值表示hf变压器，将次级侧的所有参数称为初级侧，结果电路如图2(a)所示。

在图2(a)中，llp是初级漏感，lls是次级漏感，lm是hf变压器的励磁电感。串联电感lr和llp相加以形成lrlp(即，lrlp＝lr+llp)。通过使用三角形到星形变换进一步简化了电路，结果元件如图2(b)所示。图2(b)的简化元素为

与漏感相比，变压器的磁化电感非常大。在(1)中，lm仅出现在分母中，这将la减小到很小的值。图2(b)中的串联电感lb和l′1s表示ls(即，ls＝lb+l′1s)，而简化的等效电路在图2(c)中给出。用等效的交流电阻rac代替图2(c)的负载，电容滤波器和整流器块，进而得到了如图2(d)所示的等效相量电路。

如图3、5所示为cll谐振dc-dc变换器最小、大输入电压下典型的工作波形和门控模式图，图4、6分别为ccm、dcm运行模式下变换器各工作阶段的等效电路；其中，vg1、vg2、vg3、vg4、vga、分别为开关s1、s2、s3、s4、sa、的门控电压；vab为hf变换器ab端输出电压；vs为直流输入电压；ir_in、is、ilp分别为二极管整流输入电流、谐振回路电流、并联电感器电流；is1、is2、is3、is4分别为s1、s2、s3、s4开关电流；α为开关s2和s4的开关脉冲夹角；δ为输入方波电压vab的宽度。

从图3中可以看出，谐振回路电流is滞后于hf变换器输出电压vab，并且在每个周期的电流变为正值之前，所有开关(s1-s4)的开关电流均为负。这表明各个开关的反并联二极管在开关导通之前导通，从而导致开关的zvs导通。对于较高的输入电压，δ的值显着降低，因此开关s4失去zvs，如图5(a)所示。因此，如图5(b)所示，在向s4施加门控信号之前，通过给辅助开关sa一个短的门控脉冲来使辅助电路激活，以使其通过zvs导通。辅助开关中的功率损耗可以忽略不计，因为它在短时间内承载很小的电流。

在一个周期内，转换器可以在连续电流模式(continuouscurrentmode，ccm)或不连续电流模式(discontinuouscurrentmode，dcm)下工作。通过观察整流电路输入电流ir_in和并联电感器电流ilp波形来识别ccm/dcm。如果ir_in＝0并且ilp保持为负，则该变换器运行在dcm或ccm中进行。

(1)ccm模式：在ccm中工作的cll谐振转换器的工作阶段如图4所示。每个阶段的等效电路图如图4(a)-(e)所示的所示。在ccm中，当施加最小输入电压时，转换器的所有开关以zvs工作；

1)阶段ⅰ：t0<t<t1[见图4(a)]，门控脉冲施加到开关s1和s2，在上一个阶段(即t4<t<t5)，谐振/开关电is为正弦波，并且开关s3和s4的门控信号将被消除。但是，由于谐振电流不能瞬时改变，因此反并联二极管d1和d2导通，为is的平稳流动提供了相同的路径，hf变换器输出电压vab从零上升到+vs，输出整流二极管do1和do2导通为负载供电；

在阶段i结束时即t1处，二极管d1和d2沿反方向导通，并花费一段时间后恢复到其反向电压阻断模式；半导体开关的这种瞬态行为并未在图3中描述，因为仅考虑了稳态特性。

2)阶段ⅱ，t1<t<t2[见图4(b)]，随着开关s1和s2导通且二极管d1和d2停止导通，负谐振电流开始增加并变为正，开关s1和s2的反并联二极管在开关导通之前导通，实现了zvs导通，hf变换器输出电压vab保持在+vs，整流二极管do1和do2继续导通；

3)阶段ⅲ：t2<t<t3[见图4(c)]，在此阶段下，开关s2的门控信号被去除，使其截止，电感器电流必须保持相同的方向，二极管d3与s1导通。hf变换器输出电压vab为零，此时，负载由储能电路组件存储的能量通过整流二极管do1和do2提供；

4)阶段ⅳ：t3<t<t4[见图4(d)]，在此阶段下，d3继续导通，开关s1停止导通；二极管d4开始导通，hf变换器输出电压vab从零变为-vs，整流二极管do3和do4开始导通；

5)阶段ⅴ：t4<t<t5[见图4(e)]谐振电流改变方向，开关s3和s4接通，由于这两个开关的反并联二极管d3和d4在此间隔之前导通，因此开关通过zvs导通；整流二极管do3和do4继续导通，为负载供电；

(2)dcm模式：随着输入电压增加到最大，可以通过脉冲宽度的显着减小来调节输出功率，这将导致不连续电流流过振荡电路的一部分(即，ir_in＝0)，并且ilp始终保持不变负值，如图5所示。直到阶段iii，dcm中的转换器操作与ccm中描述的相同。在阶段iii之后，电流ir_in变为零，电流变为负值等于ilp，这将在以下阶段进行说明。

1)阶段ⅵ′：t3＜t＜t′4[见图6(a)、(b)]，由于脉冲宽度δ显着减小，因此在将门控信号施加到开关s4之前，方向改变。方向的变化使开关s3和二极管d1导通，从而使电流ilp保持负值，在此时间间隔内，飞轮利用储能电路元件中存储的能量进行续流，持续这种自由旋转，直到谐振组件中的能量完全放电为止，进一步导致dcm。整流电路输入电流ir_in变为零，do3和do4停止导通，滤波电容器cf仅将为负载供电；

2)阶段ⅵ″：t′4＜t＜t″4[见图6(c)、(d)]施加选通脉冲vga来接通辅助开关sa和开关s4的反并联二极管d4也开始导通，hf变换器输出电压vab从零变为-vs，整流二极管do3和do4将功率传输到负载。在此间隔结束时，将对s4施加门控信号以使其导通,反并联二极管d4在s4导通之前导通，实现开关s4的zvs导通，从而将其导通开关损耗降至最低，一旦进入v，则辅助电感器lz中存储的少量能量就被放电，并且循环重复。