一种滞后臂辅助谐振电路的制作方法

本实用新型涉及电子技术领域，尤其涉及一种开关电源的谐振变换电路。

背景技术：

谐振变换器是在传统的开关变换器的基础上添加谐振元件，可以很好地改善开关变换器的硬开关问题，其中串联谐振变换器和并联谐振变换器是两种基本的谐振变换器。串联谐振变换器环流损耗小，但是轻载增益曲线平坦，负载调整能力差；并联谐振变换器增益曲线陡峭，负载调整特性较好，但是轻载效率低。而lcc谐振变换器结合了串、并联谐振变换器的优点，具有负载调整特性较好和轻载环流损耗小的优点。但是，lcc谐振变换器本身也有其自身缺点。对于变频控制的lcc谐振变换器来说，它能实现的软开关范围比较宽，通过改变开关频率来进行调节，这给磁性元件的设计带来了难度。然而定频移相式lcc谐振变换器通过改变移相角来实现对变换器的调节，其磁性元件设计比较容易，且控制电路比较简单，但是存在轻载时开关管零电压开关(zvs)条件容易丢失，且重载时环流损耗较大的问题。基本上，现有技术中的全桥移相lcc谐振变换器都存在轻载时滞后臂zvs不易实现且重载时环流损耗大的问题。

技术实现要素：

本实用新型所要解决的技术问题在于通过合理的电路设计，在轻载时帮助滞后臂的开关管实现zvs导通；重载时，降低电路能耗的技术问题。

为解决上述技术问题，实现上述目的，本实用新型采用如下所述的技术方案：一种滞后臂辅助谐振电路，包括超前桥臂支路、滞后桥臂支路、变压器tr、谐振电路和整流滤波电路，所述超前桥臂支路包括第一场效应管v1、第三场效应管v3、第一体二极管vd1、第三体二极管vd3、第一电容c1、第三电容c3，所述滞后桥臂支路包括第二场效应管v2、第四场效应管v4、第二体二极管vd2、第四体二极管vd4、第二电容c2、第四电容c4，所述超前桥臂支路、滞后桥臂支路分别与变压器tr的原边连接，变压器tr的副边与滤波电路连接，谐振电路包括第五电容ca1、第六电容ca2、第一电感la、两个辅助开关管va1、va2以及两个体二极管vda1、vda2，其中，第五电容ca1的一端与电路输入正端相连，第五电容ca1的另一端与第一电感la的一端以及第六电容ca2的一端相连，第六电容ca2的另一端与第四场效应管v4的源极相连，第一电感la的另一端与第二辅助开关管va2的源极连接，第一辅助开关管va1的漏极与第二辅助开关管va2的漏极相对接，第一辅助开关管va1的源极连到滞后桥臂支路的第二场效应管v2的源极和第四场效应管v4的漏极；变压器tr的原边与第八电容cp并联，一端与滞后桥臂支路的第二场效应管v2的源极和第四场效应管v4的漏极连接，另一端与第二电感lr、第七电容cs串联后与第一场效应管v1的源极和第三场效应管v3的漏极相连。

优选的，所述的谐振电感是软磁芯的谐振电感。

优选的，桥臂上、下开关管的驱动信号存在死区时间，死区时间大于零。

本申请的有益效果主要表现在：通过在谐振电路加入辅助电容、以及辅助电感以及开关管和体二极管构成的辅助电路，解决了传统谐振变换器轻载滞后桥臂软开关丢失的问题，通过引入辅助网络，提出了新的谐振变换器电路，通过分析谐振电路的工作模态，结合滞后臂换流时刻的谐振电流，计算得到谐振电路的最短工作时间，帮助滞后臂开关管实现zvs导通的有效性，提高了谐振电路的整体效率。

附图说明

图1为本实用新型谐振电路柱电路图

图2为本实用新型谐振电路的主要波形图

具体实施方式

下面将结合示意图对本实用新型的具体实施方式进行更详细的描述。根据下列描述，本实用新型的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本实用新型实施例的目的。

本实施例提供了一种滞后臂辅助谐振电路，包括超前桥臂支路、滞后桥臂支路、变压器tr、谐振电路和整流滤波电路，所述超前桥臂支路包括第一场效应管v1、第三场效应管v3、第一体二极管vd1、第三体二极管vd3、第一电容c1、第三电容c3，所述滞后桥臂支路包括第二场效应管v2、第四场效应管v4、第二体二极管vd2、第四体二极管vd4、第二电容c2、第四电容c4，所述超前桥臂支路、滞后桥臂支路分别与变压器tr的原边连接，变压器tr的副边与滤波电路连接，谐振电路包括第五电容ca1、第六电容ca2、第一电感la、两个辅助开关管va1、va2以及两个体二极管vda1、vda2，其中，第五电容ca1的一端与电路输入正端+uin相连，第五电容ca1的另一端与第一电感la的一端以及第六电容ca2的一端相连，第六电容ca2的另一端与第四三级管的源极相连，第一电感la的另一端与第二辅助开关管va2的源极连接，第一辅助开关管va1的漏极与第二辅助开关管va2的漏极相对接，第一辅助开关管va1的源极连到滞后桥臂支路的第二场效应管v2的源极和第四场效应管v4的漏极；变压器tr的原边与第八电容cp并联，一端与滞后桥臂支路的第二场效应管v2的源极和第四场效应管v4的漏极连接，另一端与第二电感lr、第七电容cs串联后与第三场效应管v3的漏极和第一场效应管v1的源极相连。

优选的，所述整流滤波电路包括变压器副边串联连接的第一滤波电感lf1和第二滤波电感lf2，两正极对接的第一整流二极管vdo1和第二整流二极管vdo2，第一滤波电感lf1的一端与第一整流二极管vdo1的负极相连，第二滤波电感lf2的一端与第二整流二极管vdo2的负极相连，以及并联的输出电容cf与负载电阻rl，二者构成的并联电路一端与第一滤波电感lf1和第二滤波电感lf2的一端连接，另一端连接在第一整流二极管vdo1和第二整流二极管vdo2的正极上。

上述电路的主要波形图如图2所示，具体的，由于工作模态的对称性，在此只分析v2关断，v4导通的工作情况。

在辅助电感充电阶段，va2导通，ca1和ca2与la谐振，ila通过ca1和ca2，vda1，vda2，在t＝t0时刻，ila＝0，在辅助电感充电阶段，ila减小，流过v2的电流iv2＝-(ilr+ila)；各参数之间的关系如下：

ca1duca1/dt-ca2duca2/dt＝ila

ladila/dt＝uca1

uca1+uca2＝uin

在辅助电感放电阶段，ila通过ca2，vd4，vda1，va2谐振到0，va2零电流关断。各参数之间的关系如下：

ca1duca1/dt-ca2duca2/dt＝ila

ladila/dt＝uca2

uca1+uca2＝uin

通过上述公式联立，可得，第一电感la中的电流随时时间变化计算公式：

ila(t)＝-{uin/[2laωacos(ωata/2)]}sin[ωa(t-t0)]

ωa为谐振电路的谐振角频率，ta为辅助开关管导通时间，ta＝t2-t0。

为防止直通，桥臂上下开关的驱动信号必须有死区时间td。在开关导通过程中，如果开关管的电压为零，则为zvs导通。v2导通时，c4两端的电压为w，因此，在td内，c4的电荷释放完毕，开关管才能实现zvs导通。即为了实现v4的zvs导通，c4由开关管输出电容coss近似表示，要求：

iv4(t1)≤-2uincoss/td

在谐振电路的节点b的电流方程为：ilr+ila＝iv4

结合图2可得：ilr(t)＝iilrsin(ωt-γ)。

上述仅为本实用新型的优选实施例而已，并不对本实用新型起到任何限制作用。任何所属技术领域的技术人员，在不脱离本实用新型的技术方案的范围内，对本实用新型揭露的技术方案和技术内容做任何形式的等同替换或修改等变动，均属未脱离本实用新型的技术方案的内容，仍属于本实用新型的保护范围之内。