一种基于MRAS的异步电机控制方法与流程

本发明涉及电机控制技术领域，特别是一种基于mras的异步电机控制方法。

背景技术：

异步电动机又称感应电动机，是由气隙旋转磁场与转子绕组感应电流相互作用产生电磁转矩，从而实现机电能量转换为机械能量的交流电机，在工业、民用、军事等领域具有广泛的应用。

采用模型参考自适应系统(mras)进行转速估算具有方法简单、受电机参数影响小的优点，但mras中在采用电压模型来确定磁链时存在一定的缺陷，电压模型中需要积分初值，因此在实际控制系统中，就需要初始定位，初始位置无法确定进而引起直流偏置和积分饱和的问题，会对电机的动态特性造成影响，尤其在低速时对磁链的影响更加明显。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种能够提高异步电机低速稳定性，减小电磁转矩波动的基于mras的异步电机低速性能改善控制方法。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种基于mras的异步电机控制方法，包括以下步骤：

步骤1、获取检测到的异步电机的三相定子电流ia、ib、ic和三相定子电压ua、ub、uc，将ia、ib、ic、ua、ub、uc依次通过clark和park变换生成转矩电流反馈量iq和励磁电流反馈id；

步骤2、通过改进的mras获取到转子角速度反馈量ωr；

步骤3、将预设的转速与转子角速度反馈量ωr的比较差值输入速度控制器进行调节，调节后输出转矩电流将转矩电流与转矩电流反馈量iq的比较差值输入第一pi调节器后输出电压uq；将预设的励磁电流与励磁电流反馈量id的比较差值输入第二pi调节器后输出电压ud；

步骤4、将电压uq、电压ud经过park逆变换，生成两相静止坐标系下的两相控制电压uα和uβ；

步骤5、将两相控制电压uα和uβ输入到svpwm调制成pwm调制波；

步骤6、通过pwm调制波控制三相全桥逆变器开关器件，输出三相电压ua、ub、uc，控制异步电机的运行。

进一步地，步骤2中所述的改进的mras，具体如下：

对于电压模型中的积分环节，在电压模型前引入高通滤波器，对磁链进行幅值和相位的补偿，消除对磁链观测的影响。

进一步地，步骤2中所述的改进的mras，在积分环节前加入高通滤波器，由两者串联成一个低通滤波器，表示为：

其中ωc为截止频率，s为拉氏变换表达式。

进一步地，所述的改进的mras，低通滤波器后电压方程向量形式为：

其中ψ's为磁链，ωc为截止频率，e为定子侧感应电动势，ωs为额定频率，us为定子电压，rs为定子电阻，is为定子电流，j为复数形式。

进一步地，所述的改进的mras，在转速为100-300r/min时对磁链幅值和相位的补偿环节为：

其中，g为补偿环节表达式。

进一步地，所述的改进的mras，在转速为100-300r/min时磁链展开到α、β轴的分量为：

其中，ψsα、ψsβ为转子α、β轴上的磁链分量，ωs为额定频率，ψ’sα、ψ’sβ为通过低通滤波器后转子α、β轴上的磁链分量，其中α、β轴为两相静止坐标系中电机数学模型的坐标轴。

本发明与现有技术相比，其显著优点为：(1)利用对低通滤波器的定子侧反电动势进行了幅值和相位的补偿，保证了参考模型中磁链的准确性；(2)提高了异步电机低速时的稳定性，并减小了电磁转矩波动。

附图说明

图1为本发明一种基于mras的异步电机低速性能改善控制方法的流程示意图。

图2为本发明中改进电压磁链的流程示意图。

图3为本发明中改进低通补偿环节的磁链观测器的流程示意图。

图4为本发明实施例中通过传统mras和改进mras在负载恒定时转速提升波形图，其中(a)为通过传统mras在负载恒定时转速提升波形图，(b)为通过改进mras在负载恒定时转速提升波形图。

具体实施方式

本发明基于mras的异步电机控制方法，包括以下步骤：

步骤1、获取检测到的异步电机的三相定子电流ia、ib、ic和三相定子电压ua、ub、uc，将ia、ib、ic、ua、ub、uc依次通过clark和park变换生成转矩电流反馈量iq和励磁电流反馈id；

步骤2、通过改进的mras获取到转子角速度反馈量ωr；

步骤3、将预设的转速与转子角速度反馈量ωr的比较差值输入速度控制器进行调节，调节后输出转矩电流将转矩电流与转矩电流反馈量iq的比较差值输入第一pi调节器后输出电压uq；将预设的励磁电流与励磁电流反馈量id的比较差值输入第二pi调节器后输出电压ud；

步骤4、将电压uq、电压ud经过park逆变换，生成两相静止坐标系下的两相控制电压uα和uβ；

步骤5、将两相控制电压uα和uβ输入到svpwm调制成pwm调制波；

步骤6、通过pwm调制波控制三相全桥逆变器开关器件，输出三相电压ua、ub、uc，控制异步电机的运行。

进一步地，步骤2中所述的改进的mras，具体如下：

对于电压模型中的积分环节，在电压模型前引入高通滤波器，对磁链进行幅值和相位的补偿，消除对磁链观测的影响。

进一步地，步骤2中所述的改进的mras，在积分环节前加入高通滤波器，由两者串联成一个低通滤波器，表示为：

其中ωc为截止频率，s为拉氏变换表达式。

进一步地，所述的改进的mras，低通滤波器后电压方程向量形式为：

其中ψ's为磁链，ωc为截止频率，e为定子侧感应电动势，ωs为额定频率，us为定子电压，rs为定子电阻，is为定子电流，j为复数形式。

进一步地，所述的改进的mras，在转速为100-300r/min时对磁链幅值和相位的补偿环节为：

其中，g为补偿环节表达式。

进一步地，所述的改进的mras，在转速为100-300r/min时磁链展开到α、β轴的分量为：

其中，ψsα、ψsβ为转子α、β轴上的磁链分量，ωs为额定频率，ψ’sα、ψ’sβ为通过低通滤波器后转子α、β轴上的磁链分量，其中α、β轴为两相静止坐标系中电机数学模型的坐标轴。

下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。

实施例

结合图1，本发明一种基于mras的异步电机低速性能改善控制方法，包括以下步骤：

步骤1、获取检测到的异步电机的三相定子电流ia、ib、ic和三相定子电压ua、ub、uc，将ia、ib、ic、ua、ub、uc依次通过进行clark和park变换生成转矩电流反馈量iq和励磁电流反馈id；

步骤2、通过改进的mras获取到转子角速度反馈量ωr；

步骤3、将预设定的转速与转子角速度反馈量ωr的比较差值输入速度控制器调节后输出转矩电流将转矩电流与转矩电流反馈量iq的比较差值输入第一pi调节器后输出电压uq；将预设的励磁电流与励磁电流反馈量id的比较差值输入第二pi调节器后输出电压ud；

步骤4、将电压uq、电压ud经过park逆变换，生成两相静止坐标系下的两相控制电压uα和uβ；

步骤5、将两相控制电压uα和uβ输入到svpwm调制成pwm调制波；

步骤6、通过pwm调制波控制三相全桥逆变器开关器件，输出三相电压ua、ub、uc，控制异步电机的运行。

优选地，步骤2中所述的改进的mras，具体如下：

改进的mras是对电压模型中的积分环节进行改进，在电压模型前面引入高通滤波器，对磁链进行幅值和相位的补偿，消除对磁链观测的影响。

优选地，结合图2，步骤2中所述的改进的mras，在积分环节前加入高通滤波器，由两者串联成一个低通滤波器，表示为：

其中ωc为截止频率，s为拉氏变换表达式。

优选地，所述的改进的mras的低通滤波器后电压方程向量形式为：

其中ψ's为磁链，ωc为截止频率，e为定子侧感应电动势，ωs为额定频率，us为定子电压、rs为定子电阻、is为定子电流、j为复数形式。

优选地，所述的改进的mras在转速为100-300r/min时对磁链幅值和相位的补偿环节为：

优选地，所述的改进的mras在转速为100-300r/min时磁链展开到α、β轴的分量为：

其中，ψsα、ψsβ为转子α、β轴上的磁链分量，ωs为额定频率，ψ’sα、ψ’sβ为通过低通滤波器后转子α、β轴上的磁链分量，其中α、β轴为两相静止坐标系中电机数学模型的坐标轴。

对转子磁链幅值补偿与相位补偿得到新的磁链，其结构形式如图3所示。

图3中e’sα、e’sβ为电压模型磁链的反电动势，这种改进解决了低通滤波器输出存在的幅值衰减和相位误差的问题，图4为本发明实施例中通过传统mras和改进mras在负载恒定时转速提升波形图，其中(a)为通过传统mras在负载恒定时转速提升波形图，(b)为通过改进mras在负载恒定时转速提升波形图，从图中可以看出，本发明一种基于mras的异步电机低速性能改善控制方法，使得磁链的估计更加准确，解决了异步电机在低速时磁链定向不准确的问题。