一种低漏电流改进H8型非隔离三相并网逆变器的制作方法

本申请实施例涉及光伏非隔离三相光伏并网逆变器
技术领域：
，尤其涉及一种低漏电流改进h8型非隔离三相并网逆变器。
背景技术：
：随着分布式光伏发电系统的发展，非隔离三相光伏并网逆变器更倾向于微电网等应用场景。具有体积小、重量轻、成本低等优点的非隔离光伏非隔离三相光伏并网逆变器受到国内外的广泛关注。在实际工程中，由于非隔离光伏非隔离三相光伏并网逆变器无变压器进行电气隔离，高频开关产生的高频变化的共模电压作用在pv板与地(设备外壳)之间的杂散电容上，会引发漏电流问题，漏电流不仅会导致并网电流畸变、增加总谐波失真(thd)，还会引发电磁干扰问题，甚至危及人员和设备安全。相比二极管钳位型、级联型、飞跨电容型等三相逆变器，电压源三相全桥逆变器(b6-typeinveter，b6)因其效率高、体积小、器件少等优点广泛应用于三相光伏系统。但较大漏电流，限制了b6逆变器在无变压器光伏并网系统的应用，国内外学者为改善b6逆变器的漏电流特性，进行了深入的研究。现有技术中，在b6直流侧添加两个对称开关管构成h8结构，当系统工作在v1-v6时，s7-s8导通，当系统工作在零矢量时，s7-s8关断且s1-s6均导通，实现交直流侧隔离，从而减小共模电压。但开关管的不规则切换会造成并网电流含有较多的谐波，漏电流效果仍不理想。技术实现要素：本申请实施例提供了一种低漏电流改进h8型非隔离三相并网逆变器，用于在直流侧电路的功率开关管反并联两个二极管，实现了通过不增加系统损耗和控制难度，降低并网电路共模电压高频成分，有效抑制系统漏电流。本申请实施例第一方面提供一种低漏电流改进h8型非隔离三相并网逆变器，包括：直流电源udc、三相逆变桥、滤波电路、直流侧电容cdc、交流电网和直流侧电路，所述直流电源udc的正负极分别与所述直流侧电容cdc的正负极连接；所述直流侧电路包括第一功率开关管s1、第二功率开关管s2、与所述第一功率开关管s1反并联的二极管d1以及与所述第二功率开关管s2反并联的二极管d2，所述第一功率开关管s1的漏极与所述直流侧电容cdc的正极连接，所述第二功率开关管s2的源极与所述直流侧电容cdc的负极连接；所述直流侧电路还包括二极管d11、二极管d12、二极管d21和二极管d22，所述二极管d11和所述二极管d12的正极分别连接在所述第一功率开关管s1的漏极，所述二极管d11和所述二极管d12的负极分别连接所述第一功率开关管s1的源极；所述二极管d21和所述二极管d22的正极分别连接在所述第二功率开关管s2的源极，所述二极管d21和所述二极管d22的负极分别连接在所述第二功率开关管s2的漏极。可选地，所述三相逆变桥包括第三功率开关管s3、第四功率开关管s4、第五功率开关管s5、第六功率开关管s6、第七功率开关管s7、第八功率开关管s8，以及分别与所述第三功率开关管s3、第四功率开关管s4、第五功率开关管s5、第六功率开关管s6、第七功率开关管s7、第八功率开关管s8反并联的二极管d3、二极管d4、二极管d5、二极管d6、二极管d7和二极管d8；所述第三功率开关管s3的源极与所述第四功率开关管s4的漏极连接，所述第五功率开关管s5的源极与所述第六功率开关管s6的漏极连接，所述第七功率开关管s7的源极与所述第八功率开关管s8的漏极连接。可选地，所述滤波电路包括a相滤波电感la，b相滤波电感lb，c相滤波电感lc，a相滤波电阻ra，b相滤波电阻rb，c相滤波电阻rc；所述a相滤波电感la与所述a相滤波电阻ra连接后与交流电网ea连接，所述b相滤波电感lb与所述b相滤波电阻rb连接后与交流电网eb连接，所述c相滤波电感lc与所述c相滤波电阻rc连接后与交流电网ec连接。可选地，所述二极管d1、所述二极管d11、所述二极管d12、所述二极管d2、所述二极管d21、所述二极管d22、所述二极管d3、所述二极管d4、所述二极管d5、所述二极管d6、所述二极管d7、所述二极管d71、所述二极管d72和所述二极管d8均为快速恢复二极管。可选地，所述第一功率开关管s1、第二功率开关管s2、第三功率开关管s3、第四功率开关管s4、第五功率开关管s5、第六功率开关管s6、第七功率开关管s7和第八功率开关管s8均为金氧半场效晶体管。可选地，所述a相滤波电感la、所述b相滤波电感lb和所述c相滤波电感lc分别对应的电感值相等。可选地，所述a相滤波电阻ra、所述b相滤波电阻rb和所述c相滤波电阻rc分别对应的阻值相等。可选地，所述低漏电流改进h8型非隔离三相并网逆变器还包括杂散电容cpv，所述杂散电容cpv分别与所述直流电源udc的负极和所述交流电网ea、所述交流电网eb和交流电网ec的连接点连接。可选地，所述二极管d11、所述二极管d12、所述二极管d21和所述二极管d22分别对应的参数相同。相比现有技术，本申请实施例具有以下优点：本申请实施例提供的低漏电流改进h8型非隔离三相并网逆变器包括二极管d11、二极管d12、二极管d21和二极管d22，其中，二极管d11和二极管d12的正极分别连接在第一功率开关管s1的漏极，二极管d11和二极管d12的负极分别连接第七功率开关管s1的源极；二极管d81和二极管d82的正极分别连接在第二功率开关管s2的源极，二极管d21和二极管d22的负极分别连接在第二功率开关管s2的漏极，使得在第四功率开关管s4和第六功率开关管s6开关序列为000或111时，可以将三相中电输出电压稳定在直流母线电压的一半，从而减小系统共模电压的变化幅度、降低切换频率，达到抑制漏电流的目的；并且增加的四只二极管属于不可控器件，系统的控制和损耗不会受到影响。附图说明图1为本申请实施例提供的一种低漏电流改进h8型非隔离三相并网逆变器的示意图；图2为本申请实施例提供的低漏电流改进h8型非隔离三相并网逆变器的各功率开关管的调制策略示意图图3为本申请实施例提供的低漏电流改进h8型非隔离三相并网逆变器与控制电路连接的电路示意图；图4为本申请实施例提供的传统h8逆变器模态示意图；图5为本申请实施例提供的逆变器模态分析图；图6为本申请实施例提供中通过仿真模型三相并网电压及电流波形图；图7为本申请实施例提供的低漏电流改进h8型非隔离三相并网逆变器漏电流模型示意图；图8为本发明实施例的传统h8共模电压、杂散电容两端电压、漏电流仿真图；图9为本发明实施例提供的低漏电流改进h8型非隔离三相并网逆变器的共模电压、杂散电容两端电压、漏电流仿真图。具体实施方式下面结合附图，对本申请的实施例进行描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分的实施例，而不是全部的实施例。本领域普通技术人员可知，随着新技术的出现，本申请实施例提供的技术方案对于类似的技术问题，同样适用。本申请实施例的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”、“第三”、“第四”等(如果存在)是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本申请实施例的实施例如能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。本申请实施例提供了一种低漏电流改进h8型非隔离三相并网逆变器，用于在直流侧电路的功率开关管反并联两个二极管，实现了通过不增加系统损耗和控制难度，降低并网电路共模电压高频成分，有效抑制系统漏电流。需要说明的是，本申请实施例提供的低漏电流改进h8型非隔离三相并网逆变器可以是基于旁路策略的改进型h8非隔离三相光伏并网电路，具体地，可以是通过在原h8非隔离三相光伏并网电路的基础上，在旁路的功率开关管在增加高性能二极管，以降低并网电路共模电压高频成分，本实施例以及后续实施例以非隔离三相光伏并网电路对本申请进行进行描述。下面对本申请实施例提供的非隔离光伏并网电路进行描述。请参考图1，图1为本申请实施例提供的一种低漏电流改进h8型非隔离三相并网逆变器的示意图；如图1所示，本申请实施例提供的低漏电流改进h8型非隔离三相并网逆变器包括直流电源udc、三相逆变桥、滤波电路、直流侧电容cdc、交流电网和直流侧电路。其中，本实施的直流电源udc的正极与直流侧电容cdc的负极连接，负极与直流侧电容cdc的负极连接；交流电网包括交流电网ea连接、交流电网eb和交流电网ec，交流电网ea连接、交流电网eb和交流电网ec分别与滤波电路连接，三相逆变桥和滤波电路连接。如图1所示，本申请实施例提供的直流侧电路包括第一功率开关管s1、第二功率开关管s2、与第一功率开关管s1反并联的二极管d1以及与第二功率开关管s2反并联的二极管d2；具体地，二极管d1的正极连接在第一功率开关管s1的漏极，二极管d1的负极连接第一功率开关管s1的源极；二极管d2的正极连接在第二功率开关管s1的漏极，二极管d2的负极连接第二功率开关管s2的源极；第一功率开关管s1的漏极与直流侧电容cdc的正极连接，第二功率开关管s2的源极与直流侧电容cdc的负极连接。需要说明的是，本实施例提供的直流侧电路还包括二极管d11、二极管d12、二极管d21和二极管d22，其中，二极管d11的正极连接在第一功率开关管s1的漏极，二极管d11的负极连接第一功率开关管s1的源极；二极管d12的正极连接在第一功率开关管s1的漏极，二极管d12的负极连接第一功率开关管s1的源极。二极管d21的正极连接在第二功率开关管s2的源极，二极管d21的负极连接在第二功率开关管s2的漏极；二极管d22的正极连接在第二功率开关管s2的源极，二极管d21的负极连接在第二功率开关管s2的漏极。可选地，二极管d11、二极管d12、二极管d21和二极管d22分别对应的参数可以相同。当然，本实施例仅为一实施例，在其他的可实现方式中，反并联于第一功率开关管s1和第二功率开关管s2的二极管的数量还可是其他，此处不做限定。在一种可能实现的方式中，如图1所示，三相逆变桥包括第三功率开关管s3、第四功率开关管s4、第五功率开关管s5、第六功率开关管s6、第七功率开关管s7、第八功率开关管s8，以及分别与所述第三功率开关管s3、第四功率开关管s4、第五功率开关管s5、第六功率开关管s6、第七功率开关管s7、第八功率开关管s8反并联的二极管d3、二极管d4、二极管d5、二极管d6、二极管d7和二极管d8。具体地，二极管d3的正极连接在第三功率开关管s3的漏极，二极管d3的负极连接第三功率开关管s3的源极；二极管d4的正极连接在第四功率开关管s4的漏极，二极管d4的负极连接第四功率开关管s4的源极；二极管d5的正极连接在第五功率开关管s5的漏极，二极管d5的负极连接第五功率开关管s5的源极；二极管d6的正极连接在第六功率开关管s6的漏极，二极管d6的负极连接第六功率开关管s6的源极；二极管d7的正极连接在第七功率开关管s7的漏极，二极管d7的负极连接第七功率开关管s7的源极；二极管d8的正极连接在第八功率开关管s8的漏极，二极管d8的负极连接第八功率开关管s8的源极。可以理解的是，本实施例提供的第一功率开关管s1、第二功率开关管s2、第三功率开关管s3、第四功率开关管s4、第五功率开关管s5、第四功率开关管s6、第四功率开关管s7和第八功率开关管s8的驱动信号分别为g1、g2、g3、g4、g5、g6、g7和g8，具体可通过以下方式获得：通过电压传感器实时监测电网电压信号，并将信号传入三相锁相环获得电网电压实时相位θ；通过电流传感器，检测三相并网电流，将检测到的三相并网电流经过clark完成三相旋转到两相静止变换，再通过park完成两相静止到两相旋转变换，得到dq轴电流；经过dq轴误差运算后送入可实现无静差控制的pi调节器，经反park和反clark变换得到调制电压信号va*，vb*，vc*；va*与载波送入比较器得到g3信号，g3信号通过反相器得到g4信号；vb*与载波送入比较器得到g5信号，g5信号通过反相器得到g6信号；vc*与载波送入比较器得到g7信号，g7信号通过反相器得到g8信号；载波为高频三角波或锯齿波；g4、g5、g6、g7、g8、g9为高频通断信号；对g3、g5、g7进行与非运算得到g1，对g4、g6、g8进行与非运算得到g2。在一种可能实现的方式中，如图1所示，滤波电路包括a相滤波电感la，b相滤波电感lb，c相滤波电感lc，a相滤波电阻ra，b相滤波电阻rb，c相滤波电阻rc。其中，a相滤波电感la与a相滤波电阻ra连接后与交流电网ea连接，b相滤波电感lb与b相滤波电阻rb连接后与交流电网eb连接，c相滤波电感lc与c相滤波电阻rc连接后与交流电网ec连接。可以理解的是，a相滤波电感la还与第三功率开光管s3和第四功率开关管s4的连接点a连接；b相滤波电感lb还与第五功率开光管s5和第六功率开关管s6的连接点b连接；c相滤波电阻rc还与第七功率开光管s7和第八功率开关管s8的连接点c连接。在一种可能实现的方式中，本实施例提供的低漏电流改进h8型非隔离三相并网逆变器还包括杂散电容cpv，杂散电容cpv的一端与直流电源udc的负极连接，杂散电容cpv的另一端与交流电网ea、交流电网eb和交流电网ec的连接点n连接。在一种可能实现的方式中，二极管d1、二极管d11、二极管d12、二极管d2、二极管d21、二极管d22、二极管d3、二极管d4、二极管d5、二极管d6、二极管d7和二极管d8均为快速恢复二极管，当然也可以是其他类的二极管。在一种可能实现的方式中，第一功率开关管s1、第二功率开关管s2、第三功率开关管s3、第四功率开关管s4、第五功率开关管s5、第六功率开关管s6、第七功率开关管s7和第八功率开关管s8均为金氧半场效晶体管，当然也可以是其他类的晶体管。在一种可能实现的方式中，a相滤波电阻ra、b相滤波电阻rb和c相滤波电阻rc分别对应的阻值相等。本申请实施例提供的低漏电流改进h8型非隔离三相并网逆变器包括二极管d11、二极管d12、二极管d21和二极管d22，其中，二极管d11和二极管d12的正极分别连接在第一功率开关管s1的漏极，二极管d11和二极管d12的负极分别连接第七功率开关管s1的源极；二极管d81和二极管d82的正极分别连接在第二功率开关管s2的源极，二极管d21和二极管d22的负极分别连接在第二功率开关管s2的漏极，使得在第四功率开关管s4和第六功率开关管s6开关序列为000或111时，可以将三相中电输出电压稳定在直流母线电压的一半，从而减小系统共模电压的变化幅度、降低切换频率，达到抑制漏电流的目的；并且增加的四只二极管属于不可控器件，系统的控制和损耗不会受到影响。上面对本申请实施例提供的低漏电流改进h8型非隔离三相并网逆变器进行了描述，下面对本申请实施例提供的低漏电流改进h8型非隔离三相并网逆变器的工作原理进行描述，本实例提供的低漏电流改进h8型非隔离三相并网逆变器包括光伏组件、三相交流电网，其中，直流输入源采用光伏组件。根据共模电压(common-modevoltage，cmv)定义,cmv为逆变器输出与直流源负极间电压差的平均值可得图2为本申请提供的低漏电流改进h8型非隔离三相并网逆变器各功率开关管的调制策略示意图，其中g1～g8分别为功率开关管s1～s8对应的驱动信号，va*，vb*，vc*为调制电压信号。其中g3、g5、g7驱动信号由正弦调制波和载波通过比较器得到，将g3、g5、g7送入反相器分别得到g4、g6、g8，对g3、g5、g7进行与非运算得到g1，对g4、g6、g8进行与非运算得到g2。图3为本申请提供的低漏电流改进h8型非隔离三相并网逆变器与控制电路连接的电路示意图，控制电路用于驱动功率开关管s1～s8控制策略具体如下：控制电路采用电流环控制策略，向电网注入与电网电压同频同相的三相电流。通过电压传感器实时监测电网电压信号，并将信号传入三相锁相环(phase-lockedloop，pll)获得电网电压实时相位θ；通过电流传感器，检测三相并网电流，将检测到的三相并网电流经过clark完成三相旋转到两相静止变换，再通过park完成两相静止到两相旋转变换，得到dq轴电流；经过dq轴误差运算后送入可实现无静差控制的pi调节器，经反park和反clark变换得到调制电压信号va*,vb*，vc*；va*与载波送入比较器得到g3信号，g3信号通过反相器得到g4信号；vb*与载波送入比较器得到g5信号，g5信号通过反相器得到g6信号；vc*与载波送入比较器得到g7信号，g7信号通过反相器得到g8信号；所述载波为高频三角波或锯齿波；g3、g4、g5、g6、g7和g8为高频通断信号；对g3、g5、g7进行与非运算得到g1，对g4、g6、g8进行与非运算得到g2。dq轴的误差运算是将id、iq分别与id*、iq*求差，逆变器有功和无功的瞬时量与dq坐标下的id、iq相关，为保证非隔离三相光伏并网逆变器的功率因素接近1，取id*＝0，iq*可根据实际功率需求设定。由图2和图3可知，该低漏电流改进h8型非隔离三相并网逆变器系统存在八种开关序列，按照上桥臂第三功率开关管s3、第五功率开关管s5、第七功率开关管s7的导通情况分为4种模态，分别是：一相导通、两相导通、三相导通、均不导通，现结合导通信号和控制策略详细分析四种工作模态。工作模态1：工作模态1时上桥臂一相导通，g1＝1、g2＝1，此时s1、s2导通，等效为理想导线，第三功率开关管s3、第五功率开关管s5、第七功率开关管s7开关序列有(100,101,001)，由(1)式可得，ucm＝1/3udc；工作模态2：工作模态2时上桥臂两相导通，g1＝1、g2＝1，此时s1、s2导通，等效为理想导线，第三功率开关管s3、第五功率开关管s5、第七功率开关管s7开关序列有(101，011,110)，由(1)式可得，ucm＝2/3udc；工作模态3：工作模态3时上桥臂三相导通，由图2可知，g1＝0、g2＝1，s1导通，等效为理想导线，第三功率开关管s3、第五功率开关管s5、第七功率开关管s7开关序列为111。传统h8拓扑中，d4、d6、d8并联后与d1串联，逆变器输出cmv为ucm＝1/4udc，如图4所示；本研究拓扑中，d4、d6、d8并联、d1、d11、d12并联，两条并联支路串联，逆变器输出cmv为ucm＝1/2udc，如图5所示；工作模态4：工作模态4时上桥臂三相均不导通，由图2可知，g1＝1、g2＝0，s2导通，等效为理想导线，第三功率开关管s3、第五功率开关管s5、第七功率开关管s7开关序列为000。传统h8拓扑中，d3、d5、d7并联后与d2串联，逆变器输出cmv为ucm＝1/4udc，如图4所示；本研究拓扑中，d3、d5、d7并联、d2、d21、d22并联，两条并联支路串联，逆变器输出cmv为ucm＝1/2udc，如图5所示。为验证理论分析的正确性，搭建仿真模型并得到并网电压、电流波形如图6所示，图6为本申请实施例提供中通过仿真模型三相并网电压及电流波形图；说明本发明申请能达到通过逆变器将直流电转为与电网电压同相同频的正弦交流电流。下面对本申请可有效降低系统共模电压幅值变化和减少切换频率，有效抑制漏电流的原理进行说明：图7为本申请实施例提供的低漏电流改进h8型非隔离三相并网逆变器漏电流模型示意图，由ileakage受三个高频脉冲直流源和三个互差120°的交流源影响，漏电漏成分较为复杂。由上述实施可知，la＝lb＝lc，ra＝rb＝rc，交流电网为三相对称的理想电网。采用叠加定理分析漏电流简化模型，当分析某一激励源作用时，其余激励源视为理想导线。可分别得到高频直流源和交流源作用于杂散电容上的电压。其中，ωe表示电网角频率，ω表示开关角频率。我国电网频率为50hz，相比于开关频率的20～40khz，电网产生的漏电流可忽略不计。漏电流是共模电压作用在pv板与地(设备外壳)之间的杂散电容上产生的，漏电流过大的情况下，不仅导致并网电流畸变、增加并网电流总谐波失真，还会引发电磁干扰问题、甚至危及设备及人员安全。漏电流与共模电压的关系为：结合模态分析与共模电压可以得到传统h8逆变器和本发明改进h8逆变器在不同模态与开关序列下共模电压值如表1所示：表1不同模态下共模电压对比由表1对比可知，h8逆变器共模电压变化范围为1/4udc～3/4udc之间变化，且在4个状态之间切换；改进后h8逆变器共模电压变化范围为1/3udc～2/3udc之间变化，且在3个状态之间切换。由(4)式可知，共模电压的变化幅值减小和切换频率降低有利于抑制漏电流。为验证本发明申请改进拓扑的有效性，在matlab/simulink环境下搭建了仿真模型，仿真中将提出的改进h8和传统h8逆变器进行对照研究。单晶硅光伏板与地之间杂散电容约为60～110nf/kwp，仿真模型并网电流幅值为10a，功率约1.5kw，取cpv为100nf；f为电网频率，fs为开关频率，e为单相电压幅值。仿真参数如表2所示。表2仿真电路参数参数数值参数数值udc/v700l1/mh5e/v311r/ω1f/hz50cpv/nf100fs/khz20cdc/uf340图8-图9所示为传统h8非隔离三相光伏并网逆变器和本发明申请改进后非隔离三相光伏并网逆变器仿真波形，图(a)为共模电压，图(b)为杂散电容两端电压，图(c)为漏电流ileakage波形。如图8(a)所示，h8逆变器的cmv在175v、233.3v、466.6v、525v四种状态间切换。ucpv高频成分较多，波形毛刺较大，漏电流均方根值约为150ma，满足vde0126-1-1-2006规定，且并网电流thd仅为0.43％，满足ieeestd.929-2000标准。本申请提供的低漏电流改进h8型非隔离三相并网逆变器是在h8逆变器的基础上进一步改进，使漏电流问题更加优化。图9(a)所示，本发明申请改进h8逆变器的cmv仅在233.3v、350v、466.6v三种状态间切换，且幅值进一步缩小，这有利于进一步减少ucpv的高频成分，抑制漏电流。图9(c)所示，改进h8逆变器漏电流均方根值约为99.6ma，较h8逆变器漏电流降低了1/3，符合vde0126-1-1-2006标准。并网电流thd较h8逆变器进一步降低仅为0.32％，满足ieeestd.929-2000标准。对比h8逆变器，在器件可承受的范围内，改进h8逆变器可工作在更大功率非隔离并网场合。本发明申请的一种低漏电流改进h8型非隔离三相并网逆变器，采用二极管旁路策略，通过在逆变器两个直流侧开关管旁各反向并联两个参数相同的二极管，使逆变器在开关序列全0和全1时，三相桥臂输出电压均稳定在直流母线电压的一半，使得逆变器共模电压幅值变换从(1/4～3/4)变化为(1/3～2/3)直流侧母线电压，切换状态从四个状态减小为三个状态，从而减小共模电压的高频成分，抑制系统共模漏电流。同时本申请改进后，器件仅增加4支二极管，系统损耗和控制难度不受影响。本申请通过并联二极管，减小系统共模电压变换幅值和降低切换频率，从而有效抑制系统共模漏电流。所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统，装置和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。以上所述，以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围。当前第1页12