一种基于有源箝位反激变换器的AC-DC转换装置的制作方法

本发明属于开关电源控制技术领域，具体涉及一种基于有源箝位反激变换器的ac-dc转换装置。

背景技术：

随着生活水平的提高，手机、笔记本、平板电脑的性能也越来越好，随之而来的便是耗电量的加快和适配器体积越做越大。大功率的适配器，通常伴有大体积、重量重等特点，不能够很好满足便携性的要求；随着科技水平的提高，适配器越来越要求小型化、低价格化，所以控制器ic也必须开发符合这些要求的产品，具体地说就是高频化、高效化、高密度化。

反激变换器具有拓扑简单，控制方便，成本低廉，电磁干扰小等特点，被广泛应用中小功率的开关电源当中，例如手机和平板的适配器、显示器的电源。其中最常见的反激变换器是准谐振谷底导通模式下的fly-back结构，又称为rcd反激变换器结构，该结构通常工作在110khz的工作频率下，采用的是谷底导通的开关模式，用到的管子少，控制起来简单快捷；但是随着功率的提高，势必要将体积提高，这是人们所不乐意见到的，而想要在提高功率同时减小体积的最有效的方法便是将工作频率提高。

若将目前rcd反激变换器的工作频率提高会存在以下问题：①rcd反激变换器通常采用谷底导通的模式，在开关管开启或者是关闭的时候通常有一定的电压(通常情况下很大)，每次开关会有较大的损失，而开关频率的升高，会导致单位时间损失的能量更多。②rcd反激变换器每个周期内会将电感内储存的一部分能量通过电阻热能耗散的形式释放掉，开关频率的升高同样会导致损失的能量增加，会导致电磁干扰(emi)问题。

总体来讲，固然开关频率的提高可以使变压器和电容等无源器件的体积变小，使得电源体积减小、重量减轻，但却使得开关损耗增大，电源效率降低。另外，开关频率的提高也使得电源的电磁干扰问题变得突出起来，rcd反激变换器主要局限于其高频化所带来的损耗和电磁干扰的问题。

有源箝位反激变换器的出现，能够从以下方面帮助减小适配器的体积：①通过适当箝位，实现开关管的零电压导通(zvson)，从而把开关损耗降下去，在频率提高的同时，把电磁干扰也降下去。②通过箝位电容把电感上多余的能量储存下来，并且在下个周期将能量还给电感，传输到输出端，实现能量的再利用，提高系统的工作效率。③频率的提升能够使得无源器件的体积做的更小，从而实现系统整体的功率变高，体积变小，实现装置的高密度化，满足便携性要求。

市场上现在的有源箝位反激变换器虽然具有高效率，但是系统工作时需要的辅助芯片多，各种芯片的工作寿命不同，并且采用的是光耦隔离，使用光耦隔离还需要采用光耦的偏置电路与补偿电路，结构复杂。除此之外，光耦传输具有非线性且传输速率低，而且因为光耦本身存在光衰减的问题，导致整块芯片的寿命不够长。

技术实现要素：

鉴于上述，本发明提供了一种基于有源箝位反激变换器的ac-dc转换装置，采用有源箝位结构，能够减少开关损耗，提高工作频率，减小芯片体积，具有传输速率快，低功耗，寿命长等特点。

一种基于有源箝位反激变换器的ac-dc转换装置，包括有源箝位反激变换器及其控制单元；

所述有源箝位反激变换器包括整流滤波电路、变压器t1、主功率管ml、峰值电流采样电阻rcs、箝位管mh、箝位电容c1、同步整流管msr、lc滤波电路和负载电容c2；其中，变压器t1原边绕组的同名端与箝位电容c1一端相连，变压器t1原边绕组的异名端与箝位管mh的源极以及主功率管ml的漏极相连，箝位管mh的漏极与箝位电容c1的另一端相连，主功率管ml的源极与峰值电流采样电阻rcs的一端相连，峰值电流采样电阻rcs的另一端接地，变压器t1副边绕组的同名端与同步整流管msr的漏极相连，变压器t1副边绕组的异名端与负载电容c2的一端以及外部负载电阻rl的一端相连，负载电容c2的另一端与同步整流管msr的源极以及外部负载电阻rl的另一端相连并接地，主功率管ml、箝位管mh以及同步整流管msr的栅极接受来自控制单元提供的开关信号；

所述控制单元包括有源箝位模块、模式控制模块、接收解调模块、隔离模块、调制发送模块以及输出监测模块；

所述输出监测模块用于检测反激变换器副边的输出信号，若输出信号低于阈值，则产生要电信号发送给调制发送模块；

所述调制发送模块用于将要电信号调制成至少一个单端或差分的窄脉冲信号，并经过驱动后输出给隔离模块；

所述隔离模块用于将窄脉冲信号通过电场耦合或磁场耦合的方式隔离传输给接收解调模块；

所述接收解调模块用于对接收到衰减变形的窄脉冲信号进行放大和恢复，通过解调得到信号的脉冲个数，若脉冲个数达到设定阈值，则判定要电信号有效，并产生判定信号发送给模式控制模块；

所述模式控制模块用于产生使能信号run以及励磁电流阈值电压信号vcst输出给有源箝位模块，其通过检测判定信号的频率，当检测到判定信号频率高于阈值，则控制反激变换器工作在恒定要电频率变峰值励磁电流模式；当检测到判定频率低于阈值，则控制反激变换器工作在恒定峰值励磁电流变要电频率模式；

所述有源箝位模块根据使能信号run以及励磁电流阈值电压信号vcst产生主功率管ml以及箝位管mh的zvs(零电压开关)信号(即pwml和pwmh)，用以控制ml和mh的通断。

进一步地，所述输出监测模块检测的输出信号为反激变换器副边负载电阻rl的电压或电流或两者，若检测输出信号为负载电阻rl的电压或电流且低于阈值，输出监测模块则产生要电信号发送给调制发送模块；若检测输出信号为负载电阻rl的电压和电流且电压和电流均低于相应阈值，输出监测模块则产生要电信号发送给调制发送模块。

进一步地，所述模式控制模块包括频率检测模块、计数器、开关次数预设模块、峰值电流控制模块以及异或门，其中：

所述频率检测模块用于检测判定信号的频率，当频率低于25khz时，频率检测模块向开关次数预设模块输出减信号和触发信号(图中仅画有一个箭头，实际上传输的是2个信号，峰值电流控制模块同理)，且当nsw_pre达到2时，不再向其输出信号；当频率高于34khz，频率检测模块向开关次数预设模块输出增信号和触发信号，且当nsw_pre达到9时，不再向其输出信号；nsw_pre为开关次数预设模块的输出信号，所述开关次数预设模块根据频率检测模块提供的信号进行增减计数并输出计数值；

当频率高于110khz且负载加重时，频率检测模块向峰值电流控制模块输出增信号和触发信号；当频率高于110khz且负载减轻时，频率检测模块向峰值电流控制模块输出减信号和触发信号；

所述峰值电流控制模块用于向有源箝位模块输出励磁电流阈值电压信号vcst，预设vcst＝vcst_pre作为输出，当触发信号从低电平变为高电平时，则根据收到的增/减信号调整vcst的大小后输出，且保证vcst不低于vcst_pre，vcst_pre为设定的参考电压；

所述计数器的输入端接pwml以其下降沿作为计数条件，清零端接判定信号，输出端接异或门的其中一输入端，异或门的另一输入端接nsw_pre，异或门的输出端产生使能信号run，pwml为主功率管ml的开关信号。

进一步地，所述有源箝位模块包括时序控制模块、zvs检测模块、导通时间优化模块、死区时间控制模块、驱动模块、比较器以及采样模块，其中：

所述采样模块用于采集反激变换器的sw点电压并将其转换为低压信号vsws，即当sw点电压高于20v，则使vsws箝位在20v，当sw点电压低于20v，则使vsws＝sw点电压，所述sw点电压即为主功率管ml的漏端电压；

所述zvs检测模块用于信号vsws是否过零，并产生过零信号提供给死区时间控制模块；

所述导通时间优化模块通过对励磁电流阈值电压信号vcst进行比例调节，从而输出箝位管电压阈值信号vdmt给死区时间控制模块；

所述比较器的正相输入端接vcs，反相输入端接vcst，输出端生成比较信号，vcs为峰值电流采样电阻rcs的电压；

所述死区时间控制模块受信号run使能，在比较信号上升沿过50ns后输出箝位管mh的开关信号pwmh为1，其开通时间＝tx+k*vdmt，tx为时间阈值，k为比例系数；然后将pwmh置0以关闭箝位管mh，待过零信号为高电平时，输出主功率管ml的开关信号pwml为1，当比较信号为1时再将pwml置0；

所述时序控制模块受信号run控制，向死区时间控制模块输出箝位管电压阈值信号vdmt1，当run为高电平时，利用vdmt1通过死区时间控制模块在主功率管ml第一次开启之前将箝位管mh开通，使得励磁电流变负，将sw点电压抽到0，进而使得主功率管ml能够在第一次开启时实现零电压开启；

所述驱动模块用于对信号pwml和pwmh驱动后分别控制ml和mh的通断。

进一步地，所述控制单元还包括同步整流模块，其用于控制同步整流管msr的通断。

进一步地，所述主功率管ml、箝位管mh、峰值电流采样电阻rcs以及控制单元全部集成在同一块芯片上。

进一步地，所述控制单元中的原边控制部分(有源箝位模块、模式控制模块、接收解调模块)可以从变压器t1的辅助绕组取电或者从变压器t1原边绕组异名端取电(优选从异名端取电)；控制单元中的副边控制部分(同步整流模块、调制发送模块、输出监测模块)可以从反激变换器副边输出取电或者从副边输出及变压器t1副边绕组同名端联合取电(优选联合取电)。

进一步地，本发明ac-dc转换装置还包括输出接口以及mcu，所述输出接口除了对外供电以外，还能实现与外部mcu的通讯，所述mcu通过控制快充协议对内部进行控制。

本发明将传统的rcd结构变成了有源箝位结构，能够减少开关损耗，将工作频率提高上去，以减小整块芯片的体积；同时本发明将传统反激变换器的原边功率管、原边控制芯片、隔离器芯片和副边控制芯片全部集成在一起，隔离器模块采用了电容隔离。相比于传统的光耦隔离，本发明具有传输速率快，低功耗，寿命长等特点。

附图说明

图1为本发明有源箝位反激变换器及其控制芯片的结构示意图。

图2为有源箝位反激变换器的控制时序示意图。

图3为变换器输出电压随时间的变化示意图。

图4为开关频率fsw、工作频率fw和vcst随负载的变化示意图。

图5为本发明的一种实施结构示意图。

图6为隔离模块的脉冲传递示意图。

图7为主开关管栅极信号pwml的控制电路结构示意图。

图8为箝位管栅极信号pwmh的控制电路结构示意图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。

如图1所示，本发明有源箝位反激变换器包括变压器t1、主功率管ml、峰值电流采样电阻rcs、箝位管mh、箝位电容c1、同步整流管msr和主控集成芯片组成。其中，变压器t1原边绕组的同名端与箝位电容c1一端相连；变压器t1原边绕组的异名端和箝位管mh的源极、主功率管ml的漏极相连；箝位管mh的漏极与箝位电容c1的一端相连，主功率管ml的源极与采样电阻rcs一端相连，采样电阻rcs另一端接地；变压器t1副边绕组的同名端和同步整流管msr的漏极相连；变压器t1副边绕组的异名端和负载电容c2的一端相连；负载电容c2另一端与同步整流管msr的源极相连。主功率管ml的栅极由pwml信号控制；箝位管mh的栅极由pwmh信号控制。

主控芯片主要由有源箝位模块、模式控制模块、接收解调模块、隔离模块、调制发送模块、同步整流模块、输出监测模块组成。

有源箝位反激变换器电路的控制时序如图2所示，当一个周期开始的时候，开启主功率管ml，电源给电感进行励磁，此时励磁电流im和漏感电流ir大小相等，方向相同。系统通过一个rcs电阻来检测励磁电流，励磁电流经过检测电阻产生压降，通过和系统预设电压进行比较，当励磁电流达到预设值的时候，关闭主功率管。当主功率管ml关断之后，开关节点电压vsw上升，通过固定时间之后，该点电压大于等于vin+nvout之后，将箝位管mh开启，此时原边的漏感电流ir会有一个急剧下降的过程，之后原边开始谐振，副边开始同步整流，由于输出电容c2很大，输出电压基本不变；励磁变压器两端的电压被固定在了nvout，因此只有漏感跟箝位电容产生谐振。此时励磁电感电流和漏感电流产生差值ik＝im-ir，此电流通过变压器传输到副边，给副边电路供电。经过一段固定的时间tm之后，将箝位管关闭，在这段固定时间tm当中，箝位管打开经过一段时间tr(tr<tm)后，励磁电流和漏感电流相等并一起变化，此时不再给副边传递能量，副边的同步整流管进行零电流关断(zcsoff)。当励磁电流下降到负之后再过一段时间，关闭箝位管，此时漏感电流和励磁电流会抽取sw点所有电容的电荷，开关节点电压vsw下降，直到主功率管源漏两端电压下降到0为止，将主功率管再次打开，实现主功率管的零电压开通(zvson)如此往复。

本发明总共分为3种控制模式，分别对应轻载、中载和重载的情况。如图3所示，在一个周期内，原边先励磁，之后向副边传递能量，这样的过程进行了nsw次之后停止励磁，等副边电压降下来之后重新励磁并且传递能量，如此往复。如图4所示，励磁时间通过控制峰值电流阈值来控制，励磁电流通过一个检测电阻rcs产生压降vcs；当检测电压vcs达到一定阈值vcst的时候，将会关闭主功率管，进入退磁阶段。在重载阶段，通过改变vcst的值来维持工作频率的不变；重载阶段，原边先给副边传递nsw次能量，之后等待副边输出电压降到一定值之后再次开启。当负载变重之后，通过增加阈值电压vcst来增加励磁时间给负载更多的能量，维持最终工作频率一致；当负载下降到一定程度时，vcst下降到了vcst(th)，便会进入工作频率的变频模式；此时，vcst固定，当负载减轻的时候，每个周期传给副边的能量固定，则对于更轻的负载来说，输出电压降下来的时间也就越长，因此工作频率便会下降。当工作频率降到所设下限频率(优选25khz)的时候，通过减小每个周期内的传递能量次数nsw来给增加工作频率，防止降到音频范围以内。当工作频率升到所设上限频率(优选34khz)的时候，通过增加每个周期内的传递能量次数nsw来给减小工作频率，把频率控制在上下限频率之间。当nsw个数上升到所设上限个数(优选9个)且频率达到所设上限频率(优选34khz)则会固定nsw个数；当负载继续变重之后，工作频率继续上升，当工作频率达到所设最高工作频率(优选110khz)之后，通过改变vcst的值来固定工作频率。nsw个数降到下限个数(优选2个)且工作频率降到所设下限频率(优选25khz)的时候，固定nsw个数。当负载继续变轻之后，仍旧给副边传递2次能量之后，等待负载自动降下来，频率会一直降下去。另外一种实现方案则是nsw到2个之后使箝位管不再动作，变成传统的rcd结构，此种应用模式下箝位电容c1两端需并联电阻r。

图5为本发明的一个实施例，典型应用在快充系统。本发明基于有源箝位反激变换器的功率拓扑，与普通的有源箝位反激变换器系统相比，将原边控制芯片、功率管、副边控制芯片和mcu整合在了一起，该芯片采用了恒压和恒流控制模式，也可以只采用恒压控制模式，此时rlcs短路，相应的端口和比较器及参考电压均移除；也可以只采用恒流控制模式，此时rlvs1和rlvs2开路，相应的端口和比较器及参考电压均移除。

本实施例仅讲述恒压控制模式，恒流模式类似。mcu和负载端进行握手通讯，根据负载来决定充电器的输出电压和电流，具体实现为mcu控制负载检测模块输出的参考电压vvref，跟负载检测电压vvs去比较来控制输出端的电压；当检测电压vvs的值小于vvref时，会向原边传输m个(优选6个)脉冲信号，来控制原边向副边传递能量。如图6所示，传递m个脉冲信号的原因主要考虑到原边工作状况恶劣，不能确保1个脉冲信号一定能传送过去，为了确保能把信息传送到原边因此选择传送m个脉冲信号。当原边接受到连续n个(优选4个)脉冲信号之后，原边开始相应的动作，并且进入bolckpulse阶段，不再接收由副边传来的脉冲信号。在bolckpulse阶段，原边可以向副边传输信号，以实现原副边双向通讯，接受n个脉冲信号的主要原因是为了能够准确接收到的同时防止噪声干扰。当在blockpulse之后下次脉冲信号之前检测到一个噪声信号，则也会计入，当下次脉冲传来之后接收到3个的时候会进行相应动作；当检测电压vvs的值大于vvref时，会自动等待副边输出端电压降下来，直到电压值低于vvref便向原边传递m个(优选6个)脉冲信号，让原边传输能量；如此反复，来控制输出电压稳定在预设的电压值。

本实施例的工作原理为：当vvs小于vvref时，会向调制发送模块传递一个高电平，调制发送模块经过调制会通过隔离模块向原边的接收解调模块传输m个(优选6个)脉冲信号。当原边接收到n个脉冲信号的时候，接收解调模块会发送一个信号到模式控制模块中的计数器和频率检测模块，计数器将会把nsw清零，然后开始计数，nsw主要表示主功率管开关次数；此时nsw和nsw_pre不相同，run信号会被置位，有源箝位模块进入工作状态。当主功率管的开启次数nsw等于开始预设的次数nsw_pre时，run信号将被置零，使有源箝位模块进入等待状态，等待负载端给出新的信号使其开启。而nsw_pre主要由频率检测电路决定，频率检测电路主要检测接收模块接收的两次信号之间的频率fw，当两次信号之间的频率小于25khz的时候，会将nsw_pre个数减1；当两次信号之间的频率大于34khz的时候，会将nsw_pre个数加1。当工作频率降到所设下限频率(优选25khz)的时候，通过减小每个周期内的传递能量次数nsw来给增加工作频率，防止降到音频范围以内；当工作频率升到所设上限频率(优选34khz)的时候，通过增加每个周期内的传递能量次数nsw来给减小工作频率，把频率控制在上下限频率之间。当nsw个数上升到所设上限个数(优选9个)且频率达到所设上限频率(优选34khz)则会固定nsw个数，当负载继续变重之后，工作频率继续上升，当工作频率达到所设最高工作频率(优选110khz)之后，通过改变vcst的值来固定工作频率。nsw个数降到下限个数(优选2个)且工作频率降到所设下限频率(优选25khz)的时候，固定nsw个数。当负载继续变轻之后，仍旧给副边传递2次能量之后，等待负载自动降下来，频率会一直降下去。

本实施例原边供电原理为：为了提高集成度，原边控制芯片采用片内供电电路从原边高压输入引脚(sw引脚)取电的方法，原边供电模块为图5中的regulatorpvdd模块。原边刚开始上电的时候，系统内部电压均为0，sw点此时给片外电容供电，原边系统供电电压pvdd不断上升，直到上升到目标值的时候，断开与sw点连接，片外电容给芯片供电；当pvdd电压下降到一定值的时候，开启与sw点连接，此时pvdd回升，上升到设定值之后再次断开，如此往复。

本实施例副边供电原理为：副边供电模块为图5中的regulatorsvdd模块，系统上电时副边芯片尚未工作，原边芯片先启动成功开始正常工作后，由于存在大负载电容的原因，副边输出电压比较缓慢。为使副边供电电路尽快得以启动，副边供电电路采用双路供电方式，使副边供电电路能够从正激引脚经过高压管后的节点ss或输出电压vout直接采电。在副边启动初期，输出电压尚小，但ss电压在此时的高电平很高，可以同原边高压供电的方式，将此高压节点给片外电容充电，副边系统供电电压svdd不断上升使基准偏置电路先进入正常工作状态，用与svdd比较的基准电压确立，比较结果决定是否继续给片外电容充电，从而精确控制原边芯片供电电压。当svdd到达目标值时发出电源使能信号，副边芯片开始正常工作，但此种供电方式因为采样电压是开关信号，不仅引入开关损耗，供电电压较高静态损耗也较大，会影响轻载效率，另外供电还受到占空比的限制，因此在输出电压高于svdd目标值时用输出电压代替ss点电压给副边供电电路供电。

本实施例有源箝位模块内部划分为箝位管时序控制模块、zvs检测模块、箝位管导通时间优化模块、死区时间控制模块、驱动模块等5个模块。上述控制模式中，第一次开启是硬开关开启，而箝位管时序控制模块主要是在第一次开关管开启之前将箝位管开启使得励磁电流变负，将sw点电压抽到0，使得主功率管能够在第一次开启的时候实现零电压开启，以提高工作效率。

图7为主功率管的栅极控制信号pwml的控制电路，当run信号变成高电平后，pwml开启总共有2个条件，属或的关系，2个条件只要一个成立，便可开启，其中一个是sws低于v1的时候(v1为比0稍高的电压)，也就是当sw点过0的时候pwml开启；另一个条件是强制开启，当pwml关闭之后超过一定时间pwml还未开启则会强制致使开启，主要适用于轻载模式下pwmh不再开启的状态。轻载状态下，每次传递能量的时候，箝位管不再开启，因为sw点电压无法到零，需要强制开启。pwml关闭总共有2个条件，属或的关系，2个条件只要一个成立，便可开启，其中一个条件就是run信号的关闭；另一个条件是cs端口电压vcs＝im*rcs，即励磁电流经过检测电阻所产生的压降达到阈值电压vcst时关闭。

图8为箝位管栅极控制信号pwmh的控制电路，pwmh开启有2个条件，属或的关系，两个条件只要满足任意一个便可以使得pwmh电压变高，使得箝位管开启，条件之一就是run信号经历过一个上升沿之后经过50ns延时之后开启；另一个条件是pwml关闭之后经过50ns延时之后开启。pwmh关闭则有3个条件，属或的关系，三个条件只要满足任意一个便可以使得pwmh关闭，第一个条件为run信号的关断；第二个条件是是达到pwmh达到一定时间tdm之后关闭，这个时间tdm跟励磁时间tcs成正比；第三个条件是ds信号置位的时候，ds信号是检测系统是否处于轻载的状态，当系统处于轻载的状态是ds信号为1，否则为0。

上述对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。