开关电源以及电子设备的制作方法

本申请涉及开关电源技术领域，特别是涉及一种开关电源以及电子设备。

背景技术：

开关电源作为电子产品的心脏，是一切电子产品的动力源，其在电子产品应用中具有举足轻重的作用。

本申请的发明人在长期的研究中发现，目前开关电源中的电路多采用基准电压源反馈开关电源的输出电压，从而便于调节稳定开关电源的输出电压，但是基准电压源的温度漂移会随着环境的不同而不同，当对开关电源的控制精度要求较高时，现有技术难以满足要求，且基准电压源允许流过的电流较小，导致对开关电源输出电压的补偿范围有限，另外基准电压源容易将外部负载的纹波、噪声等带入开关电源中，在处理不当的情况下容易引起整个开关电源中的震荡。

技术实现要素：

有鉴于此，本申请提供一种开关电源以及电子设备，能够提高开关电源输出电压的控制精度。

为解决上述技术问题，本申请采用的一个技术方案是：提供一种开关电源，包括：

变压器，包括初级绕组以及次级绕组，所述初级绕组接入输入电压，所述次级绕组连接所述开关电源的输出端，并通过与所述初级绕组的电磁耦合在所述开关电源的输出端形成输出电压；

输出反馈电路，与所述开关电源的输出端连接，用于采集所述输出电压，并根据所述输出电压的变化产生反馈信号；

驱动控制电路，与所述输出反馈电路和所述初级绕组连接，用于根据所述输出反馈电路产生的反馈信号调节流经所述初级绕组的电流，

其中，所述输出反馈电路包括：

差分放大单元，用于将所述输出电压与基准电压进行差分处理而得到能够表征二者差值的电压表征信号；

电流转换单元，与所述差分放大单元连接，用于将所述电压表征信号转变为电流表征信号；

电流采样单元，用于对所述电流表征信号进行采样，以形成所述反馈信号。

为解决上述技术问题，本申请采用的另一个技术方案是：提供一种电子设备，包括上述的开关电源。

有益效果是：本申请中的开关电源在形成反馈信号的过程中，将输出电压与基准电压进行差分处理后得到表征二者差值的电压表征信号，该电压表征信号为一差分信号，以该差分信号生成反馈信号，能够很容易识别开关电源输出电压发生的微小变化，有效提高输出电压的控制精度。

附图说明

图1是本申请开关电源一实施方式的结构示意图；

图2是本申请开关电源另一实施方式的结构示意图；

图3是本申请开关电源又一实施方式的结构示意图；

图4是本申请图3中输出反馈电路12的部分结构示意图；

图5是本申请电子设备一实施方式的结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性的劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

参阅图1，图1是本申请开关电源一实施方式的结构示意图，该开关电源10包括：变压器11、输出反馈电路12、驱动控制电路13。

变压器11包括初级绕组111以及次级绕组112，初级绕组111接入输入电压vcc，次级绕组112连接开关电源10的输出端1，并通过与初级绕组111的电磁耦合在开关电源10的输出端1形成输出电压vdd，开关电源10通过输出端1为外部负载供电，也就是说，输出电压vdd是开关电源10施加在外部负载的电压，当外部负载发生变化时，输出电压vdd可能随之发生改变。

输出反馈电路12与开关电源10的输出端1连接，用于采集输出电压vdd，并根据输出电压vdd的变化产生反馈信号，即，当输出电压vdd发生变化时，输出反馈电路12产生反馈信号，该反馈信号能够反映输出电压vdd的变化情况。

驱动控制电路13与输出反馈电路12和初级绕组111连接，用于根据输出反馈电路12产生的反馈信号调节流经初级绕组111的电流，当输出电压vdd发生变化时，驱动控制电路13调节流经初级绕组111的电流，从而稳定开关电源10的输出电压vdd。例如，当开关电源10的输出电压vdd增加时，输出反馈电路12随之产生反馈信号，驱动控制电路13根据该反馈信号减小流经初级绕组111的电流，从而降低开关电源10的输出电压vdd，达到稳定输出电压vdd的目的。

具体地，在本实施方式中，输出反馈电路12包括：差分放大单元121、电流转换单元122以及电流采样单元123。

差分放大单元121用于将输出电压vdd与基准电压进行差分处理而得到能够表征二者差值的电压表征信号，电流转换单元122与差分放大单元连接121连接，用于将电压表征信号转变为电流表征信号，电流采样单元123用于对电流表征信号进行采样，以形成反馈信号。

具体而言，差分放大单元121的输入端包括两端，其中一端输入输出电压vdd，另一端输入基准电压，从而差分放大单元121得到一差分信号，即表征输出电压vdd与基准电压二者差值的电压表征信号，该电压表征信号随着输出电压vdd的变化而变大或者变小。

从上述内容可以看出，本申请根据输出电压vdd与基准电压的差分信号生成反馈信号，与现有技术中利用基准电压源直接根据输出电压vdd产生反馈信号相比，一方面能够很容易识别输出电压vdd发生的微小变化，另一方面能够减小外部电磁对开关电源10的干扰，从而有效提高输出电压vdd的控制精度。

参阅图2，图2是本申请开关电源另一实施方式的结构示意图，与上述实施方式不同的是，输出反馈电路12进一步包括：负反馈单元124。

负反馈单元124与差分放大单元121和电流转换单元122连接，以使差分放大单元121和电流转换单元122之间构成闭环负反馈。

负反馈单元124将电流转换单元122的输出反馈给差分放大单元121的输入，减小差分放大单元121的输入量，从而抑制外部负载的噪声对开关电源10的影响，避免外部噪声造成震荡，同时负反馈单元124也能够抑制温度漂移对开关电源10的影响，进一步提高输出电压vdd的控制精度。

参阅图3和图4，图3是本申请开关电源又一实施方式的结构示意图，图4是图3中输出反馈电路12的部分结构示意图，在该实施方式中，差分放大单元121具体包括第一电阻1211、第二电阻1212以及运算放大器1213。

第一电阻1211和第二电阻1212串联形成的支路一端接地，另一端与开关电源10的输出端1连接，运算放大器1213的反相输入端连接第一电阻1211和第二电阻1212之间的节点a，即通过第一电阻1211和第二电阻1212形成的支路采集输出电压vdd，同时运算放大器1213的正相输入端输入基准电压，也就是说，运算放大器1213的反相输入端输入开关电源10的输出电压vdd，正相输入端输入基准电压，从而运算放大器1213对输出电压vdd与基准电压进行差分处理而得到差分信号，即表征二者差值的电压表征信号，同时运算放大器1213将电压表征信号从其输出端输出。

由于运算放大器1213具有抑制温漂的特点，因此本实施方式中采用的运算放大器1213能够抑制温度漂移对输出电压vdd的影响，进一步提升对输出电压vdd的控制精度。

可选的，如图4所示，在本实施方式中，差分放大电路还包括：第一电源1214以及第八电阻1215，第八电阻1215的一端连接第一电源1214，另一端连接运算放大器1213的正相输入端，从而第一电源1214为运算放大器1213的正相输入端提供基准电压。

继续参阅图4，电流转换单元122包括：第三电阻1221以及p型三极管1222。

第三电阻1221的一端与运算放大器1213的输出端连接，第三电阻1221的另一端与p型三极管1222的基极连接，p型三极管1222的发射极接地，p型三极管1222的集电极连接次级绕组112和开关电源10的输出端1之间。

具体地，第三电阻1221与运算放大器1213的输出端连接，用于将运算放大器1213输出的电压表征信号转换为电流表征信号，p型三极管1222与第三电阻1221的另一端连接，用于将电流表征信号进行放大处理。

三极管具有电流放大的作用，其以基极电流微小的变化量来控制集电极电流较大的变化量，相比现有技术中，流过基准电压源的电流范围只有1ma～10ma，本实施方式中，流过p型三极管1222的电流范围能够明显得到增加，从而增大开关电源10输出电压vdd的调节范围。

继续参阅图4，负反馈单元124包括：第四电阻1241以及第五电阻1242。

第四电阻1241与第五电阻1242串联形成的支路一端接地，另一端连接第一电阻1211和第二电阻1212之间的节点a，p型三极管1222的发射极连接第四电阻1241与第五电阻1242之间的节点b，进而实现接地。

参阅图3，电流采样单元123包括光耦继电器1231。

光耦继电器1231的输入侧的一端与p型三极管1222的集电极连接，另一端连接次级绕组112和开关电源10的输出端1之间，以使得光耦继电器1231的发光强度随电流表征信号发生变化，光耦继电器1231的输出侧的一端连接驱动控制电路13，另一端接地，以向驱动控制电路13提供随发光强度发生变化的反馈信号。

具体而言，当电流表征信号变大时，光耦继电器1231的发光强度变强，当电流表征信号变小时，光耦继电器1231的发光强度变弱，从而光耦继电器1231根据不同的发光强度而生成不同的反馈信号。

为了防止流过光耦继电器1231的电流过大而对其造成损坏，如图3所示，电流采样单元123还包括与光耦继电器1231的输入侧串联的第六电阻1232，第六电阻1232用于保护光耦继电器1231，起到限流作用。

同时为了防止输出反馈电路12在工作过程中出现超调现象，即过冲，如图3和图4所示，电流转换单元122还包括与第六电阻1232和光耦继电器1231的串联支路并联的第七电阻1223。此时由于设置了第七电阻1223，流过第七电阻1223的电流与流过电流采样单元123输入侧的电流之和为p型三极管1222的集电极电流，也就是说，此时第七电阻1223的支路能够分担一部分p型三极管1222的集电极电流，从而避免输出反馈电路12在工作过程中出现超调现象，使得整个开关电源10的调节更容易趋于稳定，且更加迅速。

继续参阅图3，驱动控制电路13包括：脉宽调制控制器131以及开关元件132。

开关元件132与初级绕组111串联，脉宽调制控制器131用于根据输出反馈电路12产生的反馈信号而调节开关元件132的占空比。

具体地，当输出电压vdd增大需要稳定时，脉宽调制控制器131减小开关元件132的占空比，从而减小流经初级绕组111的电流，以降低输出电压vdd，达到稳定的目的，当输出电压vdd减小时，过程则反之。

可选的，在本实施方式中，开关元件132为nmos管，其源极接地，漏极与初级绕组111连接，栅极与脉宽调制控制器131连接。

继续参阅图3，开关电源10还包括设置于次级绕组112与开关电源10输出端1的整流电路14和滤波电路15。

整流电路14包括：二极管141，二极管141的正极与次级绕组112连接，二极管141的负极与输出端1连接，即在本实施方式中，采用半波整流的方式将变压器11输出的交流电转换为直流电。

滤波电路15为π型滤波电路，包括：第一电容151、第二电容152、第三电容153、第四电容154以及电感155，第一电容151与第二电容152并联形成的支路一端接地，另一端与二极管141的负极连接以及与电感155的一端连接，电感155的另一端与第三电容153和第四电容154形成的支路的一端连接以及与输出端1连接，第三电容153和第四电容154形成的支路的另一端接地。其中，第一电容151以及第三电容153为有极性电容。

可选的，在本实施方式中，p型三极管1222的集电极连接二极管141的负极与第一电容151和第二电容152的并联支路之间的节点c。

下面结合图3和图4，对开关电源10的输出电压vdd的调整过程做详细的介绍。

当开关电源10的输出电压vdd增加时，通过第一电阻1211和第二电阻1212分压得到的运算放大器1213的反向输入端的电压增加，由于运算放大器1213正相输入端输入的基准电压不变，因此运算放大器1213的输出端的电压变小，经过第三电阻1221的作用，p型三极管1222基极的电流变小，从而p型三极管1222的集电极电流变小，进一步地，流经光耦继电器1231输入侧的电流变小，光耦继电器1231的发光强度变小，光耦继电器1231输出放大倍数减小，从而导致脉宽调制控制器131对开关元件132的补偿作用减弱，进一步脉宽调制控制器131控制开关元件132输出占空比减小，即减小流经初级绕组111的电流，从而减小开关电源10的输出电压vdd，达到稳定输出电压vdd的作用。当开关电源10的输出电压vdd减小时，上述过程则相反，在此不再赘述。

同时，在本实施方式中，差分放大单元121、电流转换单元122以及负反馈单元124还进一步构成一精密恒流源电路，即图4所示的电路。

具体地，当开关电源10的输出电压vdd增加时，通过第一电阻1211和第二电阻1212分压得到的运算放大器1213的反向输入端的电压增加，由于运算放大器1213正相输入端输入的基准电压不变，因此运算放大器1213的输出端的电压变小，经过第三电阻1221的作用，p型三极管1222基极的电流变小，从而p型三极管1222的发射极极电流变小，由于第四电阻1241以及第五电阻1242组成的负反馈单元124的作用，运算放大器1213反向输入端的电压减小，从而运算放大器1213输出端的电压变大，经过第三电阻1221的作用，p型三极管1222基极的电流变大，从而p型三极管1222发射极和集电极电流变大，从而稳定p型三极管1222发射极和集电极电流，也就是说，在调节vdd之后，p型三极管1222发射极和集电极电流为恒流，从而保证输出电压vdd的稳定。

参阅图5，图5是本申请电子设备一实施方式的结构示意图，该电子设备20包括开关电源10，开关电源10为上述任一项实施方式中的开关电源10，具体的结构可参见上述实施方式，在此不再赘述。

其中电子设备20可以是手机充电器、笔记本适配器、液晶电视机、汽车控制器、车载变换器、电动汽车、充电桩、光伏逆变器等设备，在此不做限制。

以上所述仅为本申请的实施方式，并非因此限制本申请的专利范围，凡是利用本申请说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本申请的专利保护范围内。