电流检测装置和电流检测装置的制造方法与流程

本申请涉及电流检测装置。

背景技术：

例如，在使用对具有2组3相绕组的交流旋转电机的各个相的绕组的电流进行检测的磁传感器的电流检测装置中，各个绕组的磁传感器中包含有因其他相的电流而产生的磁场变为干扰磁场并混入从而引起的电流检测误差。提出各种用于降低该误差的结构。

在专利文献1中所记载的电流检测装置中，将第1磁传感器和第2磁传感器配置为使得第1相对部和第2相对部的电流的方向变为相反，从而降低因干扰磁场而产生的电流检测误差。在专利文献2中所记载的电流检测装置中，通过使与从其他相受到影响的磁通的大小相对应的校正电流流过校正导体，从而降低因相邻的其他相的磁通的影响而产生的电流检测误差。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2018－96795号公报

专利文献2：国际公开第2017/187813号

技术实现要素：

发明所要解决的技术问题

在专利文献1中所记载的电流检测装置中，为了检测1相的电流，需要2个磁传感器。例如，如果在2组3相电动机的情况下，由于需要12个磁传感器，因此与用1个检测元件来检测各相的情况相比需要更多的空间。

此外，在专利文献2中所记载的电流检测装置中，由于需要用于使校正电流流动的校正导体，因此除了需要较多的空间以外，与不安装校正导体的情况相比还容易因校正导体的发热而温度上升。为了在元器件的允许温度范围内进行使用，需要在高温时限制电流量，以抑制温度上升。在对发热较严格的环境下进行使用的情况下，由于校正导体的发热而需要较早限制输出转矩。

本申请公开了用于解决上述的问题点的技术，目的在于提供一种无需较多空间且电流检测误差小的电流检测装置。

解决技术问题所采用的技术方案

本申请所公开的电流检测装置是下述电流检测装置，具有磁传感器，该磁传感器分别与通向交流旋转电机的2n相(n是3的倍数)的各个绕组的各个电流路径相对配置，分别相对配置有磁传感器的电流路径按照下述位置关系被配置于2n个电流路径配置位置，2n个电流路径配置位置被设定为在n个的各个位置分别具有相邻的2个电流路径配置位置，由2n相中的第l个相即l相(l＝1～2n)的电流il、l相的电流路径和与2n相中的第k个相即k相(k＝1～2n)的电流路径相对配置的磁传感器之间的耦合系数al_k来记述的k相的电流路径所相对配置的磁传感器所检测出的检测电流iks记述如下，

设为il的振幅全部相同且对根据检测电流iks的上述记述得到的2n个检测电流iks进行dq转换从而转换为2轴坐标系，根据由此得到的电流记述获得d轴和电流及q轴和电流，当通过在由彼此不同相位的正弦函数来表示的各项中进行汇总来分别记述d轴和电流和所述q轴和电流各自的直流分量和交流分量时，所述位置关系是满足以下条件中的至少一个条件的位置关系，即：作为误差分量的项的振幅在至少一项中、因该一项中所包含的作为l≠k的多个系数al_k被抵消而被抑制的条件；以及

所述误差分量因各个所述正弦函数的相位不同的多个项的值的抵消而被抑制的条件。

本申请所公开的电流检测装置的制造方法是下述电流检测装置的制造方法，该电流检测装置具有磁传感器，该磁传感器分别与通向交流旋转电机的2n相(n是3的倍数)的各个绕组的各个电流路径相对配置，该电流检测装置的制造方法包括：配置位置设定工序，在该配置位置设定工序中，作为对分别相对配置有磁传感器的2n个电流路径进行配置的位置，在n个的各个位置，通过设定配置2个相邻的电流路径的位置，来设定2n个电流路径配置位置；电流路径分配工序，在该电流路径分配工序中，在所设定的2n个的电流路径配置位置，对分别相对配置有磁传感器的2n个电流路径的各个进行分配，以满足下述条件中的至少一个条件，即：对于分别相对配置有磁传感器的电流路径，由2n相中的第l个相即l相(l＝1～2n)的电流il、l相的电流路径和与2n相中的第k个相即k相(k＝1～2n)的电流路径相对配置的磁传感器之间的耦合系数al_k来记述的k相的电流路径所相对配置的磁传感器所检测出的检测电流iks记述如下

设为il的振幅全部相同且对根据检测电流iks的上述记述得到的2n个检测电流iks进行dq转换从而转换为2轴坐标系，根据由此得到的电流记述获得d轴和电流及q轴和电流，当通过在由彼此不同相位的正弦函数来表示的各项中进行汇总来分别记述d轴和电流和所述q轴和电流各自的直流分量和交流分量时，所述条件为：

作为误差分量的项的振幅在至少一项中、因该一项中所包含的作为l≠k的多个系数al_k被抵消而被抑制的条件；以及

所述误差分量因各个所述正弦函数的相位不同的多个项的值的抵消而被抑制的条件；以及电流路径配置工序，在该电流路径配置工序中，将分别相对配置有磁传感器的各个电流路径配置于在电流路径分配工序中被分配得到的电流路径配置位置。

发明效果

根据本申请所公开的电流检测装置和电流检测装置的制造方法，可实现无需较多空间且电流检测误差小的电流检测装置。

附图说明

图1是表示包含根据实施方式1的电流检测装置的电动驱动装置的整体结构的图。

图2是表示根据实施方式1的电流检测装置的各相的电流相位的关系的图。

图3是表示根据实施方式1的电流检测装置的电流路径配置位置的图。

图4是表示根据实施方式1的电流检测装置的电流路径与磁传感器之间的位置关系的一个示例的图。

图5是表示根据实施方式1的电流检测装置的电流路径与磁传感器之间的位置关系的另一个示例的图。

图6是表示根据实施方式1的电流检测装置的相邻的2个电流路径与磁传感器之间的位置关系的一个示例的图。

图7是表示用于对根据实施方式1的电流检测装置的电流路径的配置的分配进行说明的表的图。

图8是表示根据实施方式1的电流检测装置的相邻的2个电流路径与磁传感器之间的位置关系的其他示例的图。

图9是表示根据实施方式1的电流检测装置的相邻的2个电流路径与磁传感器之间的位置关系的又一其他示例的图。

图10是表示根据实施方式1的电流检测装置的相邻的2个电流路径与磁传感器之间的位置关系的又一其他示例的图。

图11是表示根据实施方式1的电流检测装置的相邻的2个电流路径与磁传感器之间的位置关系的又一其他示例的图。

图12是表示根据实施方式2的电流检测装置的各相的电流相位的关系的图。

图13是表示用于对根据实施方式2的电流检测装置的电流路径的配置的分配进行说明的表的图。

图14是表示根据实施方式3的电流检测装置的各相的电流相位的关系的图。

图15是表示用于对根据实施方式3的电流检测装置的电流路径的配置的分配进行说明的表的图。

图16是表示根据实施方式4的电流检测装置的相邻的2个电流路径与磁传感器之间的位置关系的一个示例的图。

图17是表示用于对根据实施方式4的电流检测装置的电流路径的配置的分配进行说明的表的图。

图18是表示用于对根据实施方式4的电流检测装置的电流路径的配置的其他分配进行说明的表的图。

图19是表示根据实施方式4的电流检测装置的相邻的2个电流路径与磁传感器之间的位置关系的其他示例的图。

图20是表示用于对根据实施方式5的电流检测装置的制造方法进行说明的流程图。

具体实施方式

实施方式1.

以下，基于附图来对各实施方式进行说明，但在各附图中，对相同或相当的构件、部位标注相同标号来说明。

图1是示出包含根据实施方式1的电流检测装置的电动驱动装置的整体结构的图。如图1所示，电动驱动装置具备平滑电容器3、第1功率转换器4a、第2功率转换器4b以及控制部6。功率转换装置与作为电源的直流电源2相连接。此外，交流旋转电机1作为负载连接至功率转换装置。功率转换装置将来自直流电源2的直流电压转换为交流电压并提供至交流旋转电机1。

交流旋转电机1是具有第一3相绕组u1、v1、w1和第二3相绕组u2、v2、w2的3相交流旋转电机。第一3相绕组u1、v1、w1和第二3相绕组u2、v2、w2被收纳在交流旋转电机1的定子而彼此不电连接。作为3相交流旋转电机，例如列举出永磁体同步旋转电机、感应旋转电机、同步磁阻旋转电机等。本申请可以适用于任何的旋转电机，只要是具有n相×2(n是3的倍数)的绕组的交流旋转电机即可。在本实施方式1中，第一3相绕组和第二3相绕组如图2所示，设为相位差为π/6(单位是rad(弧度)，之后，在未记载相位的单位时，单位是rad)来进行说明。

直流电源2将直流电压vdc输出至功率转换器4。该直流电源2可以是任何结构，诸如电池、dc-dc转换器、二极管整流器、pwm整流器等，只要是输出直流电压的直流电源即可。平滑电容器3与直流电源2并联连接，抑制母线电流的变动，从而实现稳定的直流电流。

功率转换器4a使用逆转换电路(逆变器)，基于导通/截止信号qup1～qwn1，通过通断高电位侧开关元件sup1、svp1、swp1和低电位侧开关元件sun1、svn1、swn1，从而对从直流电源2输入的直流电压vdc进行功率转换，对交流旋转电机1的3相绕组u1、v1、w1施加交流电压，对电流iu1、iv1、iw1进行通电。这里，导通截止信号qup1、qun1、qvp1、qvn1、qwp1、qwn1是用于在功率转换器4a中分别通断sup1、sun1、svp1、svn1、swp1、swn1的导通截止信号。以下，在qup1～qwn1中，设为若其值为1，则输出用于使对应的开关导通的信号，若其值为0，则输出用于使对应的开关截止的信号。使用将igbt、双极晶体管、mos功率晶体管等半导体开关与二极管反向并联连接而得到的器件来作为半导体开关sup1～swn1。

功率转换器4b使用逆转换电路(逆变器)，基于导通/截止信号qup1～qwn1，通过通断高电位侧开关元件sup2、svp2、swp2和低电位侧开关元件sun2、svn2、swn2，从而对从直流电源2输入的直流电压vdc进行功率转换，对交流旋转电机1的3相绕组u2、v2、w2施加交流电压，对电流iu2、iv2、iw2进行通电。这里，导通截止信号qup2、qun2、qvp2、qvn2、qwp2、qwn2是用于在功率转换器4b中分别通断sup2、sun2、svp2、svn2、swp2、swn2的导通截止信号。使用将igbt、双极晶体管、mos功率晶体管等半导体开关与二极管反向并联连接而得到的器件来作为半导体开关sup2～swn2。

电流检测装置5将流过交流旋转电机1的3相绕组u1、v1和w1的电流iu1、电流iv1和电流iw1的值分别检测作为电流检测值iu1s、iv1s和iw1s，同时，将流过交流旋转电机1的3相绕组u2、v2和w2的电流iu2、电流iv2和电流iw2的值分别检测作为电流检测值iu2s、iv2s和iw2s。如图1那样，通过在功率转换器4a与交流旋转电机1的3相绕组之间、功率转换器4b与交流旋转电机1的3相绕组之间设置电流检测装置5，可得到能始终检测电流而不局限于功率转换器4a和功率转换器4b的开关元件的状态这一效果。假设在与低电位侧开关元件串联地设置电流检测装置5的情况下，由于在低电位侧开关元件导通时检测电流，因而，若为高调制率，那么就会发生无法检测任1相的电流的状态。虽然通过限制输出，可以避免在一部分相中无法进行电流检测的状态，但输出转矩降低。即，将电流检测装置5设置于图1的位置的结构能够通过决定开关元件的导通/截止而不考虑可否电流检测从而可获得最大输出，因而对于本实施方式来说是优选的。

接着，叙述具备电压指令运算器7和导通/截止信号发生器8的控制部6。控制部6例如通过执行运算处理的微型计算机、存储程序数据和固定值数据等数据的rom(readonlymemory：只读存储器)、以及更新所存储的数据且能依次改写所存储的数据的ram(randomaccessmemory：随机存取存储器)来实现。

电压指令运算器7基于从外部输入的控制指令，对用于驱动交流旋转电机1的与施加至第一3相绕组u1、v1和w1的电压相关的第一3相电压指令vu1、vv1、vw1进行运算，同时对与施加至第二3相绕组u2、v2和w2的电压相关的第二3相电压指令vu2、vv2、vw2进行运算，并输出至导通/截止信号发生器8。在电压指令运算器7中，作为第一3相电压指令vu1、vv1和vw1以及第二3相电压指令vu2、vv2和vw2的运算方法，例如使用电流反馈控制等。另外，为了提高电压利用率，也可以使用空间矢量调制或二相调制等公知的调制方式。

导通/截止信号发生器8产生用于对功率转换器4a和功率转换器4b的各半导体开关进行脉冲宽度调制(pwm调制)的信号。具体地，基于第一3相电压指令vu1、vv1和vw1，输出具有与电压指令vu1、vv1、vw1相对应的脉冲宽度的导通截止信号qup1、qun1、qvp1、qvn1、qwp1、qwn1，同时基于第二3相电压指令vu2、vv2和vw2，输出具有与电压指令vu2、vv2和vw2相对应的脉冲宽度的导通截止信号qup2、qun2、qvp2、qvn2、qwp2、qwn2。

图3是表示从交流旋转电机1的转子的轴100的延伸方向观察时电流检测装置5中的电流检测器的配置位置的概要图。之后，设为对将磁传感器与各相的电流路径相对配置而构成的电流检测器进行配置的位置称为电流路径配置位置。电流检测装置5由配置于第1电流路径配置位置y11、y12、y13和第2电流路径配置位置y21、y22、y23的6个电流检测器来构成。构成配置于电流路径配置位置y11、y12、y13、y21、y22、y23的电流检测器的磁传感器分别检测电流检测值iu1s、iv1s、iw1s、iu2s、iv2s以及iw2s中的任一个。y11和y21、y12和y22、y13和y23相邻地配置。在第1电流路径配置位置y11，如图4所示那样，由第1磁传感器s11来检测第1电流路径x11所产生的磁场，从而获得i11。示出在纸面背侧连接有功率转换器4a或功率转换器4b，而在纸面正侧连接有交流旋转电机1，并且示出在正的电流从功率转换器流向交流旋转电机的情况下的方向。虽然未图示，但与第1电流路径配置位置y11相同，在第1电流路径配置位置y12，由第1磁传感器s12来检测第1电流路径x12所产生的磁场从而得到i12，在第1电流路径配置位置y13，由第1磁传感器s13来检测第1电流路径x13所产生的磁场从而得到i13。此外，在第2电流路径配置位置y21，由第2磁传感器s21来检测第2电流路径x21所产生的磁场从而得到i21，在第2电流路径配置位置y22，由第2磁传感器s22来检测第2电流路径x22所产生的磁场从而得到i22，在第2电流路径配置位置y23，由第2磁传感器s23来检测第2电流路径x23所产生的磁场从而得到i23。

在图4中，将第1电流路径x11和第1磁传感器s11左右并列地配置，但是，例如，也可设为如图5所示那样地使用磁性体50来对第1电流路径x11所产生的磁场进行集磁并由第1磁传感器s11进行检测的结构。此外，在图3中，将第1电流路径配置位置和第2电流路径配置位置处的电流路径设为放射状的电流路径，但是，即使是从纸面正侧到背侧、从纸面背侧到正侧等其他路径的方向也可得到相同的效果。

以下，对将u1～w2这6相中的各个相的电流路径配置到哪个电流路径配置位置是适合的进行说明。在将全部相的电流的振幅设为相同从而进行标准化的情况下，在将电气角设为θ、电流的相位角设为β时，电流检测值iu1s、iv1s、iw1s、iu2s、iv2s以及iw2s由式(1)来给出。

这里，alj_ki(k、l:u、v、wi、j:1、2)表示与电流路径ki相对配置的磁传感器感测到因电流路径lj的电流而产生的磁场的比率、即耦合系数。例如，au1_u1为与电流路径u1相对配置的磁传感器感测到因电流路径u1的电流而产生的磁场的比率、即与希望检测出的电流路径之间的耦合系数。此外，av1_u1为与电流路径u1相对配置的磁传感器感测到因电流路径v1的电流而产生的磁场的比率、即与电流路径u1相对配置的磁传感器和电流路径v1之间的耦合系数。如此，在系数alj_ki中，如果ki与lj相同，则是希望检测出的电流本身的系数，如果ki与lj不同，则是作为噪声分量的系数。

所检测出的3相电流可转换为基于式(2)及式(3)的dq轴电流。

与和电流(id1+id2＝id和iq1+iq2＝iq)相比，差电流(id1－id2和iq1－iq2)是微小的，利用这一情况，输出转矩由式(4)给出。通过减少在和电流中包含的检测误差，从而可提高输出转矩精度，或者可抑制输出转矩脉动。

这里，pm是极对数，是转子的磁通，ld和lq分别是d轴电感和q轴电感。

d轴和电流id可由直流分量id_sum_dc和交流分量id_sum_ac的和来表示,q轴和电流iq可由直流分量iq_sum_dc和交流分量iq_sum_ac的和来表示，分别由式(5)～(8)给出。

在各式中，当将由相同相位的正弦函数来表示的项设为1个项时，在式(5)及式(7)中，从第2项至第6项为止为误差分量。设为从第2项至第4项为止的相位相差2/3π，如果各项的正弦函数的振幅相等，则从第2项至第4项为止的和为零(从第2项至第4项为止的多个项被抵消，这称为后述的条件(b))。即，为了在式(5)和式(7)中使误差分量为零，从第2项至第4项为止的振幅相等，第5项及第6项的振幅为零(作为误差分量的项的振幅通过多个系数的抵消而变为零，这称为后述的条件(a))即可。在式(6)及式(8)中，从第1项至第9项为止是误差分量。设为从第1项至第3项为止的相位相差2/3π，如果各项的振幅相等，则从第1项至第3项为止的和为零(后述的条件(b))。设为从第4项至第6项为止的相位相差2/3π，如果各项的振幅相等，则从第4项至第6项为止的和为零(后述的条件(b))。设为从第7项至第9项为止的相位相差2/3π，如果各项的振幅相等，则从第7项至第9项为止的和为零(后述的条件(b))。即，为了在式(6)和式(8)中使误差分量为零，从第1项至第3项为止的振幅相等，从第4项至第6项为止的振幅相等，从第7项至第9项为止的振幅相等即可。

图6是表示相邻地定位的第1电流路径配置位置y12和第2电流路径配置位置y22处的电流路径和磁传感器的配置的概要图。以第1电流路径x12、第1磁传感器s12、第2磁传感器s22、第2电流路径x22的顺序排列。即，在相邻的2个电流路径中，与各个电流路径相对地配置的磁传感器被配置于2个电流路径之间。第1电流路径x12在第1磁传感器s12处生成的磁场的方向为向下方向，因此，检测轴为p12。第2电流路径x22在第2磁传感器s22处生成的磁场的方向为向上方向，因此，检测轴为p22。第2电流路径x22在第1磁传感器s12的位置处生成的磁场的方向为向上方向，因此，为与检测轴p12相反的方向。第1电流路径x12在第2磁传感器s22的位置处生成的磁场的方向为向下方向，因此，为与检测轴p22相反的方向。即，在第1磁传感器s11～s13、第2磁传感器s21～s23的任一个中，相对于原来希望获取的分量而言，噪声分量为反方向的分量。

当观察式(5)的第5项和第6项的振幅时，由于其为第一3相绕组彼此、第二3相绕组彼此的噪声分量的和，因此，若使第一3相绕组的电流检测器彼此或第二3相绕组的电流检测器彼此不相邻，则可使振幅为零。由于从u1相的电流路径提供至w2相的磁传感器的噪声分量中减去w2相的电流路径提供至u1相的磁传感器的噪声分量，因此，即使存在各个噪声分量，第2项的系数也被抵消，从而成为零。为了使第3项及第4项的振幅与第2项的振幅相等，需要将它们设为零。

如上那样，通过设为n是3的倍数、并且全部相的电流的振幅是相同的来进行标准化，从而能分别汇总由相同相位的正弦函数来表示的项，并且通过相同相位的每个正弦函数的项来表示基于经dq转换后的电流记述的d轴和电流及q轴和电流。例如，在交流旋转电机为n＝3、即3相绕组为2个、且如图2所示那样2个绕组的相位差为π/6这样的2n＝6相的交流旋转电机的情况下，例如可以如式(5)至式(8)那样进行表示。在相同相位的正弦函数的项中，利用具有有效值的多个系数al_k(l≠k)的抵消、或不同相位的正弦函数的多个项之间的抵消，以使经dq转换后的电流记述的误差项满足以下的(a)、(b)的条件中的至少任一个的方式，通过将在电流路径中相对配置有磁传感器的2n个电流路径中的各个分配到被设定为具有分别与n个的各个位置相邻的2个电流路径配置位置的2n个电流路径配置位置，由此可以实现误差小的电流检测装置。即，无需将各磁传感器配置为远离其他相，因此，无需较多空间，也无需校正导体或磁屏蔽件这样的附加构件，并且可得到误差少的电流检测装置。

(a)作为误差分量的项的振幅通过在至少一项中、该项中所包含的多个系数被抵消从而得到抑制的条件；

(b)误差分量通过不同相位的正弦函数的多个项的值之间的抵消从而得到抑制的条件。

以下，对满足(a)、(b)中任一条件的电流检测器、即各相的电流路径的具体配置进行说明。关于第1电流路径x11～x13和第2电流路径x21～x23的通电相的组合，考虑图7的6个组合。当将x11设为v1相时，将图7的u替换为v、v替换为w、w替换为u即可，当将x11设为w1相时，将图7的u替换为w、v替换为u、w替换为v即可。

以下，将式(1)的系数如图(9)那样进行标准化并且进行说明。

au1_u1＝av1_v1＝aw1_w1＝au2_u2＝av2_v2＝aw2_w2＝1…(9)

在组合c3的情况下，成为配置于相邻的电流路径配置位置的2个电流路径的组合、即(x11、x21)、(x12、x22)和(x13、x23)的系数由式(10)给出。

au1_v2＝av2_u1＝av1_w2＝aw2_v1＝aw1_u2＝au2_w1＝k1…(10)

式(9)及式(10)以外的系数远小于1和k1，因此可以视为是零。虽然无法使式(5)的第3项和第4项的振幅为零，但可使从式(6)的第4项至第6项为止的振幅相等，并且通过相位不同的第4项至第6项这3个项而被抵消，由此使第4项至第6项整体的误差项的值变为零。即，满足条件(b)。由此，虽然输出转矩的精度无法达到，但能降低输出转矩脉动。组合c5也是相同的。

如以上那样，关于相邻的电流路径配置位置相邻到何种程度即可，只要相邻为使得不相邻的2个电流路径间的系数al_k的值与相邻地配置的2个电流路径间的系数al_k的值相比为可以无视的程度左右即可。具体地，相邻地配置的2个电流路径间的距离为不相邻的距离最短的电流路径间的距离的0.2倍以下的距离即可。

另一方面，在组合c2的情况下，成为配置于相邻的电流路径配置位置的2个电流路径的组合的系数由式(11)给出。

au1_w2＝aw2_u1＝av1_v2＝av2_v1＝aw1_u2＝au2_w1＝k1…(11)

式(9)及式(11)以外的系数远小于1和k1，因此可以视为是零。虽然无法使式(6)的从第4项至第6项为止的振幅相等，但是可以使式(5)的第3项和第4项的振幅为零。即，满足条件(a)。由此，虽然无法降低输出转矩脉动，但能提高输出转矩的精度。组合c4及c6也是相同的。

进一步地，在组合c1的情况下，成为配置于相邻的电流路径配置位置的2个电流路径的组合的系数由式(12)给出。

au1_w2＝aw2_u1＝av1_u2＝au2_v1＝aw1_v2＝av2_w1＝k1…(12)

式(9)及式(12)以外的系数远小于1和k1，因此可以视为是零。除了可以使式(5)的第3项和第4项的振幅为零以外，还可以使式(6)的从第4项至第6项为止的振幅相等。即，满足条件(a)和条件(b)。由此，除了达到输出转矩的精度，还能降低输出转矩脉动。例如，在将本实施方式的电流检测装置用于需要输出转矩的精度的控制对象、例如车辆用发电电动机中时，选择组合c1、c2、c4或c6即可，在将本实施方式的电流检测装置用于希望抑制输出转矩脉动的控制对象、例如电动助力转向用旋转电机中时，选择组合c1、c3或c5即可。

即，通过将流过第1电流路径x11～x1n的电流设为依次提前了2π/n相位的电流、同时将流过第2电流路径x21～x2n的电流设为依次提前了2π/n相位的电流，可以得到可降低输出转矩脉动这样的以往没有的效果。通过将流过第1电流路径x11～x1n的电流设为依次提前了2π/n相位的电流、同时将流过第2电流路径x21～x2n的电流设为依次延迟了2π/n相位的电流，可以得到可提高输出转矩的精度这样的以往没有的效果。此外，当将k设为1～n的自然数时，通过将流过第1电流路径x1k及流过第2电流路径x2k的电流设定成分别相差π/2(图7c1)，可以得到在提高输出转矩的精度的同时降低输出转矩脉动这样的以往没有的效果。

另外，这里，虽然对具有2组3相绕组的交流旋转电机进行了说明，但是表示误差分量的式子由相差2π/3的3个正弦函数构成即可，因此若n为3的倍数，则在2组n相绕组中也能够获得相同的效果。

在图6中，第1电流路径x12所产生的磁场的第1磁传感器s12的检测轴p12上的第2电流路径x22所产生的磁场的方向与第2电流路径x22所产生的磁场的第2磁传感器s22的检测轴p22上的第1电流路径x12所产生的磁场的方向均配置为相对于检测轴的方向为相反方向，由此，利用式(5)的第2项中3个组合(u1和w2、v1和u2、w1和v2)的参数以不同的符号出现了2次这一情况，从而使得除了降低输出转矩脉动以外，还能够提高输出转矩的精度。

将相对于本相的磁传感器最近的电流路径设为本相的电流路径，将第2接近的电流路径设为相邻的电流检测器的相的电流路径，由此可以使得剩余的4相的电流路径的影响相对较小，并且可以获得如下这样的以往没有的效果：将式(1)的au1_u1～aw2_w2这36个参数中为了降低电流检测误差而应考虑的对象缩小为12个。

到目前为止，对如图6那样地进行配置的情况进行了说明，但在相邻的第1电流路径配置位置y12及第2电流路径配置位置y22处，也可以设为以第1磁传感器s12、第1电流路径x12、第2电流路径x22、第2磁传感器s22的顺序排列的如图8那样的配置。即，相邻的2个电流路径被配置于与各个电流路径相对地配置的磁传感器之间。此时，第1电流路径x12在第1磁传感器s12的位置处生成的磁场的方向为向上方向，因此，检测轴为p12。第2电流路径x22在第2磁传感器s22的位置处生成的磁场的方向为向下方向，因此，检测轴为p22。第2电流路径x22在第1磁传感器s12的位置处生成的磁场的方向为向上方向，因此，为与检测轴p12相同的方向。第1电流路径x12在第2磁传感器s22的位置处生成的磁场的方向为向下方向，因此，为与检测轴p22相同的方向。由于在该情况下式(5)～式(8)也同样成立，因而在第1电流路径x12所产生的磁场的第1磁传感器s12的检测轴p12上第2电流路径x22所产生的磁场的方向与在第2电流路径x22所产生的磁场的第2磁传感器s22的检测轴p22上第1电流路径x12所产生的磁场的方向均配置为相对于检测轴的方向为相同方向，由此，利用式(5)的第2项中3个组合(u1和w2、v1和u2、w1和v2)的参数以不同的符号出现了2次这一情况，从而使得除了降低输出转矩脉动以外，还能够提高输出转矩的精度。另外，通过如图6和图8那样地将磁传感器和电流路径在直线上排列配置，从而也可获得抑制电流检测装置的纸面上下方向的尺寸这样的效果。

此外，在图6和图8中将磁传感器和电流路径在直线上排列配置，但是即使如图9那样在其他直线上排列配置也可在输出转矩方面获得相同的效果。即，在相邻的2个电流路径中，通过将2个电流路径配置在同一平面上，并且将与各个电流路径相对地配置的磁传感器配置在其他同一平面上，从而可提高搭载性。

另外，如图10或图11那样，即使功率转换器4a或功率转换器4b以及交流旋转电机1与第1电流路径x12和第2电流路径x22的连接方向相反，通过适当配置6相，也能够获得相同的效果。然而，如图6、图8和图9那样，功率转换器4a或功率转换器4b以及交流旋转电机1与第1电流路径x12和第2电流路径x22的连接方向相同的情况当然会使得布线的处理更为容易从而有助于小型化。相邻的电流路径配置位置处的电流路径和磁传感器的配置也可以组合使用多个种类的配置。

交流旋转电机的转子所生成的磁场经由作为转子的轴的转轴而成为磁传感器的外部干扰的主要原因，如图3所示，通过将电流路径配置位置配置于以转子的轴100为中心的同一个圆上，从而可以使得各个磁传感器中的外部干扰磁场为等效的。同相噪声可以在dq轴上抵消，因此可以抑制对输出转矩的影响。然而，圆的中心与转子的轴100相一致并不是必要条件。例如，如果来自配置磁传感器的位置处的转轴的磁场泄漏较小，那么即使圆的中心与转子的轴不一致，因来自转轴的磁场的泄漏而造成的噪声的影响也是较小的。

在本实施方式中，虽然对通过误差分量所包含的多个系数、或多个项的抵消来将电流检测误差抑制为零的方法进行了说明，但是当然也无需通过抵消来准确地设为零，只要设为满足要求性能的电流检测误差即可。若将配置于第1电流路径配置位置的磁传感器的检测误差设为δid1、δiq1，真值设为id1r、iq1r，将配置于第2电流路径配置位置的磁传感器的检测误差设为δid2、δiq2，真值设为id2r、iq2r，则输出转矩为式(13)。

输出转矩的误差分量terr由式(14)来给出。

为了将式(14)的误差分量抑制到所要求的输出转矩精度或输出转矩脉动内，设为满足式(15)或式(16)即可。

|δid1+δid2|＝|δid|＜δd…(15)

|δiq1+δiq2|＝|δiq|＜δq…(16)

这里，δid＝δid1+δid2、δiq＝δiq1+δiq2，δid为d轴和电流的误差分量，δiq为q轴和电流的误差分量。

例如，如果是ld＝lq的没有凸极性的交流旋转电机，则输出转矩的误差分量为式(17)，因此，如果输出转矩的误差上限为tlim，则δq由式(18)给出。也可以以同样的考虑方法来给出δq的上限值。

实施方式2.

在实施方式1中，对第一3相绕组与第二3相绕组之间的相位差为π/6的情况进行了说明，但在本实施方式2中，对于如图12那样的没有相位差的情况，对将哪一相的电流路径配置在哪个电流路径配置位置即可进行说明。本实施方式2的电流检测装置与实施方式1相比，仅第一3相绕组与第二3相绕组之间的相位差不同，电流路径配置位置与实施方式1相同，是设为如图3和图6所示那样的配置的结构的实施方式。以下，对与实施方式1的不同点进行说明，而对说明重复的方面省略说明。

如图12所示，在第一3相绕组与第二3相绕组之间的相位差不存在的情况下，d轴和电流的直流分量id_sum_dc和交流分量id_sum_ac、q轴和电流iq的直流分量iq_sum_dc和交流分量iq_sum_ac分别由式(19)～(22)来给出。

在式(19)及式(21)中，从第2项至第4项为止是误差分量。从第2项至第4项为止相位相差2/3π，如果各项的振幅相等，则由从第2项至第4项为止的和来表示的误差分量为零(条件(b))。在式(20)及式(22)中，从第1项至第3项为止是误差分量。从第1项至第3项为止相位相差2/3π，如果各项的振幅相等，则由从第1项至第3项为止的和来表示的误差分量为零(条件(b))。

在第一3相绕组的电流流过第1电流路径、第二3相绕组的电流流过第2电流路径时，关于x11～x23的检测相的组合，可考虑如图13的3个组合。当将x11设为v1相时，将图13的u替换为v、v替换为w、w替换为u即可，当将x11设为w1相时，将图13的u替换为w、v替换为u、w替换为v即可。

在3组均为相同相位的组合c1的情况下，成为配置于相邻的电流路径配置位置的2个电流路径的组合的系数由式(23)给出。

au1_u2＝au2_u1＝av1_v2＝av2_v1＝aw1_w2＝aw2_w1＝k1…(23)

式(9)及式(23)以外的系数远小于1和k1，因此可视为是零。虽然无法使式(19)的第2项至第4项的振幅相等，但是可使式(20)的从第1项至第3项为止的振幅相等(条件(b))，因而虽未达到输出转矩的精度，但可降低输出转矩脉动。对于3组均为不同相位的组合c3也是相同的。

在1组为相同相位的组合c2的情况下，成为配置于相邻的电流路径配置位置的2个电流路径的组合的系数由式(24)给出。

au1_u2＝au2_u1＝av1_w2＝aw2_v1＝aw1_v2＝av2_w1＝k1…(24)

式(9)及式(24)以外的系数远小于1和k1，因此可视为是零。虽然可使式(19)的第1项至第3项的振幅相等(条件(b))，但是无法使式(20)的从第1项至第3项为止的振幅相等，因而虽达到输出转矩的精度，但无法降低输出转矩脉动。例如，在将本实施方式的电流检测装置用于需要输出转矩的精度的车辆用发电电动机中时，选择组合c2即可，在将本实施方式的电流检测装置用于希望抑制输出转矩脉动的电动助力转向用旋转电机中时，选择组合c1或c3即可。另外，由于本实施方式2的交流旋转电机的第一3相绕组与第二3相绕组之间的位相差不存在，因而当然也可以对u1与u2、v1与v2、w1与w2进行自由交换。

将相对于本相的磁传感器最近的电流路径设为本相的电流路径，将第2接近的电流路径设为相邻的电流检测器的相的电流路径，由此可以使得剩余的4相的电流路径的影响相对较小，并且通过将式(1)的au1_u1～aw2_w2这36个参数中为了降低电流检测误差而应考虑的对象缩小为12个，从而即使是没有相位差的交流旋转电机，也可提高输出转矩的精度、或者降低输出转矩脉动。

另外，这里，虽然对具有2组3相绕组的交流旋转电机进行了说明，但是表示误差分量的式子由相差2π/3的3个正弦函数构成即可，因此若n为3的倍数，则在2组n相绕组中也能够获得相同的效果。

实施方式3.

在实施方式1中，对第一3相绕组与第二3相绕组之间的相位差为π/6的情况进行了说明，但在本实施方式3中，对于如图14那样相位差为π/3的情况，对将哪一相的电流路径配置在哪个电流路径配置位置即可进行说明。本实施方式3的电流检测装置与实施方式1相比，仅第一3相绕组与第二3相绕组之间的相位差不同，电流路径配置位置与实施方式1相同，是设为如图3和图6所示那样的配置的结构的实施方式。以下，对与实施方式1的不同点进行说明，而对说明重复的方面省略说明。

如图14所示，在第一3相绕组与第二3相绕组之间的相位差为π/3的情况下，d轴和电流的直流分量id_sum_dc由式(25)来给出，交流分量id_sum_ac由式(26)来给出。对于q轴和电流，由于系数相同，仅相位相差π/2，因而省略。

在式(25)中，从第2项至第6项为止是误差分量。从第2项至第4项为止相位相差2/3π，如果各项的振幅相等，则从第2项至第4项为止的和为零(条件(b))。即，为了在式(25)中使误差分量为零，从第2项至第4项为止的振幅相等、第5项及第6项的振幅为零(条件(a))即可。在式(26)中，从第1项至第6项为止是误差分量。从第1项至第3项为止相位相差2/3π，如果各项的振幅相等，则从第1项至第3项为止的和为零(条件(b))。从第4项至第6项为止相位相差2/3π，如果各项的振幅相等，则从第4项至第6项为止的和为零(条件(b))。即，为了在式(26)中使误差分量为零，从第1项至第3项为止的振幅相等、第4项至第6项为止的振幅相等即可。

当观察式(25)的第5项和第6项的系数时，由于其为第一3相绕组彼此、第二3相绕组彼此的噪声分量的和，因此，若使第一3相绕组的电流检测器彼此或第二3相绕组的电流检测器彼此不相邻，则可以使系数为零。

在第一3相绕组的电流流过第1电流路径、第二3相绕组的电流流过第2电流路径时，关于x11～x23的检测相的组合，可考虑图15的3个组合。当将x11设为v1相时，将图15的u替换为v、v替换为w、w替换为u即可，当将x11设为w1相时，将图15的u替换为w、v替换为u、w替换为v即可。

在3组中的任一个相位均相差π的组合c1的情况下，成为配置于相邻的电流路径配置位置的2个电流路径的组合的系数由式(27)给出。

au1_v2＝av2_u1＝av1_w2＝aw2_v1＝aw1_u2＝au2_w1＝k1…(27)

式(9)及式(27)以外的系数远小于1和k1，因此可以视为是零。虽然无法使式(25)的第2项至第4项的振幅相等，但是可使式(26)的从第4项至第6项为止的振幅相等(条件(b))，因而虽未达到输出转矩的精度，但可以降低输出转矩脉动。对于3组中的任一个相位均不相差π的组合c3也是相同的。

在1组的相位相差π的组合c2的情况下，成为配置于相邻的电流路径配置位置的2个电流路径的组合的系数由式(28)给出。

au1_v2＝av2_u1＝av1_u2＝au2_v1＝aw1_w2＝aw2_w1＝k1…(28)

式(9)及式(28)以外的系数远小于1和k1，因此可以视为是零。虽然无法使式(26)的第4项至第6项的振幅相等，但是可使式(25)的从第1项至第3项为止的振幅相等(条件(b))，因而虽无法降低输出转矩脉动，但可达到输出转矩的精度。例如，在将本实施方式的电流检测装置用于需要输出转矩的精度的车辆用发电电动机中时，选择组合c2即可，在将本实施方式的电流检测装置用于希望抑制输出转矩脉动的电动助力转向用旋转电机中时，选择组合c1或c3即可。

将相对于本相的磁传感器最近的电流路径设为本相的电流路径，将第2接近的电流路径设为相邻的电流检测器的相的电流路径，由此可以使得剩余的4相的电流路径的影响相对较小，并且通过将式(1)的au1_u1～aw2_w2这36个参数中为了降低电流检测误差而应考虑的对象缩小为12个，从而即使是第一3相绕组与第二3相绕组的相位差为π/3的交流旋转电机，也可提高输出转矩的精度、或者降低输出转矩脉动。

另外，这里，虽然对具有2组3相绕组的交流旋转电机进行了说明，但是表示误差分量的式子由相差2π/3的3个正弦函数构成即可，因此若n为3的倍数，则在2组n相绕组中也能够获得相同的效果。此外，即使是1组2n相绕组的交流旋转电机，由于绕组的相位差为π/n，因而对于电流路径的分配，也可适用同样的考虑方法。

实施方式4.

本实施方式4的电流检测装置与实施方式1相同地如图3那样进行配置，但将配置在相邻的2个电流路径配置位置的电流路径和磁传感器设为如图16那样的结构。即，在相邻的2个电流路径配置位置，在直线上交替地配置磁传感器与电流路径。以下，对与实施方式1相比说明重复的方面，省略说明。

图16是表示第1电流路径配置位置y12和第2电流路径配置位置y22的配置的概要图。以第1磁传感器s12、第1电流路径x12、第2磁传感器s22、第2电流路径x22的顺序排列。第1电流路径x12在第1磁传感器s12处生成的磁场的方向为向上方向，因此，检测轴为p12。第2电流路径x22在第2磁传感器s22的位置处生成的磁场的方向为向上方向，因此，检测轴为p22。第2电流路径x22在第1磁传感器s12的位置处生成的磁场的方向为向上方向，因此，为与检测轴p12相同的方向。第1电流路径x12在第2磁传感器s22的位置处生成的磁场的方向为向下方向，因此，为与检测轴p22相反的方向。即，在第1磁传感器s11～s13和第2磁传感器s21～s23中，相对于原来希望获取的分量而言，噪声分量的方向是相反的。在该结构的情况下，通过使得配置于第1电流路径配置位置和第2电流路径配置位置的电流路径与磁传感器的结构相一致，从而可以降低元器件个数，并且由于在直线上排列配置，因此可实现小型化。

在第一3相绕组与第二3相绕组之间的相位差为图2所示那样的π/6的情况下，不管是什么样的相邻相的组合，都可以使得式(6)和式(8)的误差分量的各项的系数为零(条件(a))，因而可以降低输出转矩脉动。在将本实施方式的电流检测装置用于希望抑制输出转矩脉动的电动助力转向用旋转电机中时，优选为在将第一3相绕组与第二3相绕组之间的相位差设为π/6的同时，使第1电流路径x1k所产生的磁场的第1磁传感器s1k的检测轴p1k上的第2电流路径x2k所产生的磁场的方向为相同方向、且第2电流路径x2k所产生的磁场的第2磁传感器s2k的检测轴p2k上的第1电流路径x1k所产生的磁场的方向为相反方向，或者使第1电流路径x1k所产生的磁场的第1磁传感器s1k的检测轴p1k上的第2电流路径x2k所产生的磁场的方向为相反方向、且第2电流路径x2k所产生的磁场的第2磁传感器s2k的检测轴p2k上的第1电流路径x1k所产生的磁场的方向为相同方向。

进一步地，在图7中的组合c2的情况下，成为配置于相邻的电流路径配置位置的2个电流路径的组合的系数由式(29)给出。

式(9)及式(29)以外的系数远小于1和k1，因此可以视为是零。通过使式(5)的从第2项至第4项为止的振幅相一致，从而可使得和为零，因而可一并提高输出转矩的精度。组合c4及c6也是相同的。

另外，在图7的组合c1中成为相位全部相差π/2的组合，但在该情况下，成为配置于相邻的电流路径配置位置的2个电流路径的组合的系数由式(30)来给出。

式(9)及式(30)以外的系数远小于1和k1，因此可以视为是零。仅剩余式(5)的第2项的振幅，从而和电流误差的直流分量变大。可知，使得从第2项至第4项为止的振幅相一致从而满足条件(b)是重要的。即，在相邻的第1电流路径配置位置与第2电流路径配置位置的一部分而非全部，即仅在相邻的电流路径配置位置的一部分，通过设为相位相差π/2的组合，从而可以在抑制和电流误差的直流分量从而达到输出转矩的精度的同时，降低输出转矩脉动。

如图12所示，在第一3相绕组与第二3相绕组之间的相位差不存在的情况下，变为式(19)及式(20)的振幅全部能够以和的形式来表现的式子，成为相同相位的u1与u2、v1与v2、w1与w2与式(19)的第2项的系数相关联。在图17的c1的组合中，能够通过在au1_u2和au2_u1、av1_v2和av2_v1、aw1_w2和aw2_w1相抵消，使式(19)的误差分量的振幅为零(条件(a))，与此同时，使式(20)的振幅一致(条件(b))，因而可同时抑制和电流误差的直流分量和交流分量。在图17的c2的组合中，虽然无法使式(19)的误差分量的振幅为零，但是可以使式(20)的振幅一致(条件(b))，因而可抑制和电流误差的交流分量。在图17的c3的组合中，可以在使式(19)的误差分量的振幅为零(条件(a))的同时使得式(20)的振幅一致(条件(b))，因而可同时抑制和电流误差的直流分量和交流分量。即，通过使配置于至少1组相邻的2个电流路径配置位置的2个电流路径流过相同相位的电流，从而能获得可以同时抑制和电流误差的直流分量及交流分量这样的以往没有的效果。然而，在图17的c4的组合中，虽然无法使式(19)的误差分量的振幅为零，但是可以使式(20)的振幅一致(条件(b))，因而仅可抑制和电流误差的交流分量。在图17中，以第一3相绕组中的u1相作为基准记载了4个图案，但即使是对u与v、v与w、w与u、1与2进行交换后的排列，当然也可以获得相同的效果。

在第一3相绕组与第二3相绕组之间的相位差为图14所示那样的π/3的情况下，成为式(25)和式(26)的振幅全部能够以和的形式来表现的式子，从而设为与无相位差的情况相同的考虑方式即可。相位相差π的u1和v2、v1和w2、w1和u2与式(25)的第3项的系数相关联。在图18的c1的组合中，通过在au1_v2和av2_u1、av1_w2和aw2_v1、aw1_u2和au2_w1相抵消，可在使式(25)的误差分量的振幅为零的同时，使式(26)的振幅一致(条件(b))，因而可同时抑制和电流误差的直流分量和交流分量。在图18的c3的组合中，可以在使式(25)的误差分量的振幅为零(条件(a))的同时，使式(26)的振幅一致(条件(b))，因而可同时抑制和电流误差的直流分量和交流分量。即，通过使配置于至少1组相邻的2个电流路径配置位置的电流路径流过相位相差π的电流，从而能获得可同时抑制和电流误差的直流分量及交流分量这样的以往没有的效果。此外，在图18的c2的组合中，虽然无法使式(25)的误差分量的振幅为零，但是可以使式(26)的振幅一致(条件(b))，因而可抑制和电流误差的交流分量。在图18的c4的组合中，虽然无法使式(25)的误差分量的振幅为零，但是可以使式(26)的振幅一致(条件(b))，因而可抑制和电流误差的交流分量。在图18中，以第一3相绕组中的u1相作为基准记载了4个图案，但即使是对u与v、v与w、w与u、1与2进行交换后的排列，当然也可以获得相同的效果。

以上，对以第1磁传感器s12、第1电流路径x12、第2磁传感器s22、第2电流路径x22的顺序进行排列的图16的结构进行了说明，但即使采用以第1电流路径x12、第1磁传感器s12、第2电流路径x22、第2磁传感器x22的顺序进行排列的图19那样的结构等其他结构，也能够获得相同的效果。另外，如图16或图19那样，功率转换器4a或功率转换器4b以及交流旋转电机1与第1电流路径x12和第2电流路径x22的连接方向相同的情况当然会使得布线的处理更为容易从而有助于小型化，但即使将一个电流路径的连接方向设为相反，也能够获得相同的效果。

另外，在图17的c2中，将第一3相绕组的相位w1的电流路径分配为第2电流路径x22，将第二3相绕组的相位v2的电流路径分配为第1电流路径x13。在图17的c3中，将第一3相绕组的相位w1的电流路径分配为第2电流路径x22，将第二3相绕组的相位w2的电流路径分配为第1电流路径x13。在图18的c2中，将第二3相绕组的相位w2的电流路径分配为第1电流路径x13，将第一3相绕组的相位w1的电流路径分配为第2电流路径x23。如此，即使不一定将第一3相绕组的电流路径配置在第1电流路径配置位置、不一定将第二3相绕组的电流路径配置在第2电流路径配置位置，也具有可以抑制误差分量的条件。

实施方式5.

在实施方式5中，汇总说明在实施方式1至4中说明的、决定各相的电流路径的配置从而制造电流检测装置的电流检测装置的制造方法。图20是表示根据实施方式5的电流检测装置的制造方法的流程的流程图。

首先，如式(31)那样，使用al_k(k、l为1至n的整数)来表示2n相的各绕组的磁传感器所检测出的各个检测电流iks。

这里，il为l相的电流值，系数al_k为与k相的电流路径相对配置的磁传感器检测到l相的电流的比率，即k相的磁传感器与l相的电流路径之间的耦合系数。

式(31)是关于具有2n相的绕组的旋转电机中的电流检测装置，将n＝3、即3相绕组为2个、且2个绕组的相位差为π/6这样的2n＝6相的交流旋转电机的情况下的式(1)表示为一般式而得到的式子。在式(1)中，设为il的振幅全部相同，对电流进行标准化来表示。例如将ak_k设为l，则系数al_k可由k相的磁传感器检测到何种程度的l相的电流的比率来表示。此时，通过考量k相与l相的电流的方向之间的关系、因l相的电流而在k相的磁传感器的位置处所产生的磁通的方向，来决定系数的符号。在以往的电流检测装置中，例如对磁传感器进行磁屏蔽、或将k相的磁传感器配置于距l≠k的l相的所有电流路径足够远的距离、或设置校正导体且附加校正电流等，从而使得系数al_k中l≠k的系数的值与ak_k的值相比成为可无视的程度那样小的值、或者与可无视的程度那样小的值等效的值。在本申请中，其特征在于，如实施方式1至4中所说明的那样，在至少多个系数al_k(l≠k)与ak_k的值相比具有不能无视的有效值时，着眼于通过具有该有效值的多个系数al_k(l≠k)之间的抵消从而具有误差项的值降低或变为零的电流路径的配置，由此来决定电流路径的配置。

接着，使用由式(31)表示的2n相的电流记述，来将电流记述转换成2轴坐标系，即dq转换(步骤st1)。接着，将分别相邻配置有2个电流路径配置位置的n个位置设定作为对相对配置有各个磁传感器的2n个电流路径进行配置的2n个电流路径配置位置(步骤st2)。在该阶段中，还没有决定哪个相位的电流路径配置于哪个电流路径配置位置。此外，步骤st1和步骤st2的顺序也可以是相反的。

设为n是3的倍数且il的振幅全部相同，分别对由相同相位的正弦函数来表示的项进行汇总，从而通过相同相位的每个正弦函数的项来记述经dq转换后的电流记述中的d轴和电流及q轴和电流。在交流旋转电机例如为n＝3、即3相绕组为2个、并且如图2所示那样2个绕组的相位差为π/6这样的2n＝6相的交流旋转电机的情况下，例如可以如式(5)至式(8)那样进行记述。如此，在设为n是3的倍数、并且il的振幅全部相同时，经dq转换后的电流记述中的d轴和电流及q轴和电流能通过分别对由相同相位的正弦函数来表示的项进行汇总，并且通过相同相位的每个正弦函数的项来进行记述。利用该相同相位的正弦函数的项中具有有效值的多个系数al_k(l≠k)的抵消，以使经dq转换后的电流记述中的误差项满足以下的(a)、(b)的条件中的至少任一个的方式，将2n个电流路径的各个分配到2n个电流路径配置位置(步骤st3)。

(a)成为误差分量的项的振幅通过在至少一项中、该项所包含的多个系数被抵消从而被抑制的条件；

(b)误差分量通过不同相位的正弦函数的多个项的值之间的抵消从而被抑制的条件。

如上所述，将经分配后的相的电流路径配置于各个电流路径配置位置，来制造电流检测装置(步骤st4)。按该方式制造得到的电流检测装置成为各个相的电流路径被配置在各个配置位置以使得满足上述(a)、(b)条件中的任一个条件的结构的电流检测装置。

如以上那样，通过以使得满足(a)、(b)条件中的至少一个的方式将在各个电流路径上相对配置有磁传感器的2n个电流路径的各个电流路径分配至2n个电流路径配置位置，从而可实现误差小的电流检测装置。即，无需将各磁传感器配置为远离其他相，因此，无需较多空间，也无需校正导体或磁屏蔽件这样的附加构件，并且可得到误差少的电流检测装置。

本申请虽然记载了各种示例性的实施方式及实施例，但在1个或多个实施方式中所记载的各种特征、形态、及功能并不限于特定的实施方式的适用，也可单独地或通过各种组合来适用于实施方式。因此，未例示的无数变形例设想为也在本申请说明书所公开的技术范围内。例如，包含对至少1个结构要素进行变形的情况，添加至少1个结构要素的情况或省略至少1个结构要素的情况，还包含提取出至少1个结构要素并与其他实施方式的结构要素进行组合的情况，

标号说明

1交流旋转电机，5电流检测装置，100转子的轴，s11、s12、s13、s21、s22、s23磁传感器，x11、x12、x13、x21、x22、x23电流路径，y11、y12、y13、y21、y22、y23电流路径配置位置。