宽频谐波谐振协调阻尼鲁棒电流控制方法及装置与流程

本发明涉及智能配电系统，特别涉及一种宽频谐波谐振协调阻尼鲁棒电流控制方法及装置。

背景技术：

可再生能源发电系统(比如：大型微电网、风电场、光伏电站)存在大量的电力电子接口设备。一方面，它们与配电网之间存在宽频阻抗耦合，易产生低谐波阻抗通道，进而引起潜在的宽频谐波谐振因素；另一方面，这些电力电子接口设备发射的宽频、高次谐波电流在远距离中高压输电线上传播时，受输电线分布参数影响，同样可能引起特征次谐波电流超标。

现有技术通常通过在低压、中压并网侧安装协调阻尼器，来实现可再生能源发电系统与配电网的宽频阻抗隔离，且有效阻尼了潜在的宽频谐波谐振。但是协调阻尼器对宽频谐波谐振有效治理的“前提”是：1)必须准确提取并网电流谐波分量；2)有源阻尼逆变输出相电压必须稳定地、准确地、快速地跟踪并网谐波电流。因此，如何保证协调阻尼器对宽频谐波谐振有效治理的前提成为一个问题。

技术实现要素：

本发明旨在至少解决现有技术中存在的技术问题之一。为此，本发明提出一种宽频谐波谐振协调阻尼鲁棒电流的控制方法，能够提高协调阻尼逆变控制系统跟踪并网谐波电流的能力，进而实现协调阻尼器高效治理宽频谐波谐振。

本发明还提出一种具有上述宽频谐波谐振协调阻尼鲁棒电流控制方法的宽频谐波谐振协调阻尼鲁棒电流控制装置。

根据本发明的第一方面实施例的宽频谐波谐振协调阻尼鲁棒电流控制方法，包括：s100，采集三相阻尼电流以及三相并网电流，根据所述并网电流的谐波分量得到阻尼电流参考，进而获得所述阻尼电流的跟踪误差信号；s200，根据所述跟踪误差信号，得出滑模面函数的实时值，基于自适应律模型动态更新切换增益观测值，并基于有摄动参数控制律模型得出输出控制信号；s300，根据所述输出控制信号，通过三相脉宽调制模块进行调制，输出六路驱动脉冲，驱动有源阻尼逆变部件的igbt的栅极。

根据本发明实施例的宽频谐波谐振协调阻尼鲁棒电流控制方法，至少具有如下有益效果：通过采集阻尼电流及并网电流，构建模型得出控制信号，保证了系统的渐进稳定性，而且降低控制输入信号的抖振，提高了控制系统的鲁棒性，从而使协调阻尼器得以高效治理宽频谐波谐振。

根据本发明的一些实施例，所述步骤s100包括：s110，通过霍尔电流传感器采集三相阻尼电流以及三相并网电流；s120，提取所述并网电流的谐波分量igh，根据有源阻尼比例系数ka得出所述阻尼电流参考id_ref；s130，根据所述阻尼电流及所述阻尼电流参考id_ref，得出所述跟踪误差信号e,所述跟踪误差信号e的计算方法为：e＝id–id_ref，其中id与id_ref分别表示同一相的所述阻尼电流及所述阻尼电流参考。

根据本发明的一些实施例，所述阻尼电流参考id_ref的获得方法包括：id_ref＝-kaigh，其中ka表示有源阻尼比例系数，igh表示与所述阻尼电流同相的所述并网电流的谐波分量。

根据本发明的一些实施例，所述滑模面函数包括：

其中，s表示所述滑模面函数，e表示所述跟踪误差信号，kp为比例系数，ki为积分系数，t表示时间。

根据本发明的一些实施例，基于所述自适应律模型得出所述切换增益观测值的方法包括：根据所述自适应律模型得出所述切换增益观测值的导数，所述自适应律模型为：其中，表示切换增益观测值的导数，s表示所述滑模面函数；γ表示自适应系数，且为正常数；对所述切换增益观测值的导数积分得到所述切换增益观测值

根据本发明的一些实施例，所述有摄动参数控制律模型包括：

其中，u为输出控制信号，和分别表示h1和h2的估计值，且有kp表示比例系数，id表示所述阻尼电流，表示所述阻尼电流参考id_ref的导数，lf表示有源阻尼逆变滤波电感，rf表示lf的等效电阻，kct表示耦合变压器的变比系数，sgn()表示符号函数，ki表示积分系数，s表示所述滑模面函数，表示所述切换增益观测值，e表示所述跟踪误差信号。

根据本发明的一些实施例，和分别取有源阻尼逆变滤波电感lf及rf的标称值，其中rf表示lf的等效电阻。

根据本发明的第一方面实施例的宽频谐波谐振协调阻尼鲁棒电流控制装置，包括：误差信号跟踪模块，用于采集三相阻尼电流以及三相并网电流，根据所述并网电流的谐波分量得到阻尼电流参考，进而获得所述阻尼电流的跟踪误差信号；控制信号处理模块，用于根据所述跟踪误差信号，得出滑模面函数的实时值，基于自适应律模型动态更新切换增益观测值，并基于有摄动参数控制律模型得出输出控制信号；三相脉宽调制模块，用于调制所述输出控制信号，输出六路驱动脉冲，驱动有源阻尼逆变部件的igbt的栅极。

根据本发明实施例的宽频谐波谐振协调阻尼鲁棒电流控制装置，至少具有如下有益效果：通过采集阻尼电流及并网电流，构建模型得出控制信号，保证了系统的渐进稳定性，而且降低控制输入信号的抖振，提高了控制系统的鲁棒性，从而使协调阻尼器得以高效治理宽频谐波谐振。

根据本发明的一些实施例，所述控制信号处理模块包括三个单相控制子模块，分别用于获取三相的所述输出控制信号，包括：滑模面模块，用于根据所述跟踪误差信号，得出滑模面函数的实时值；切换增益自适应模块，用于根据所述滑模面函数的实时值，基于所述自适应律模型动态更新所述切换增益观测值；跟踪切换模块，用于根据所述阻尼电流、所述阻尼电流参考、所述跟踪误差信号、所述滑模面函数的实时值及所述切换增益观测值，基于所述有摄动参数控制律模型得出所述输出控制信号。

本发明的附加方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

本发明的上述和/或附加的方面和优点从结合下面附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：

图1为本发明实施例的方法的步骤流程的示意图；

图2为协调阻尼器主电路拓扑；

图3为协调阻尼器单相主电路拓扑；

图4为协调阻尼器单相主电路简化拓扑；

图5为协调阻尼器在谐波频率域的单相等效电路；

图6为无源阻尼器的幅频响应曲线；

图7为协调阻尼器的宽频谐波谐振阻尼机理的工频特性；

图8为协调阻尼器的宽频谐波谐振阻尼机理的谐波特性；

图9为本发明实施例的方法中含主电路的协调阻尼鲁棒电流控制示意图；

图10为图9对应的协调阻尼鲁棒三相电流控制方法示意图；

图11为本发明实施例的方法中谐波频率突变时a相谐波电流源is,a的仿真波形；

图12为图11对应的a相并网电流ig,a的仿真波形；

图13为本发明实施例的方法中被控系统的误差及误差积分在谐波频率突变前的运动状态轨迹；

图14为本发明实施例的方法中被控系统的误差及误差积分在谐波频率突变后的运动状态轨迹；

图15为本发明实施例的方法中谐波幅值突增时a相谐波电流源is,a的仿真波形；

图16为图15对应的a相并网电流ig,a的仿真波形；

图17为本发明实施例的装置的模块示意框图。

附图标记：

误差信号跟踪模块100、控制信号处理模块200、三相脉宽调制模块300；

单相控制子模块210、滑模面模块211、切换增益自适应模块212、跟踪切换模块213。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。

在本发明的描述中，若干的含义是一个或者多个，多个的含义是两个及两个以上，大于、小于、超过等理解为不包括本数，以上、以下、以内等理解为包括本数。如果有描述到第一、第二只是用于区分技术特征为目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量或者隐含指明所指示的技术特征的先后关系。

本发明的描述中，除非另有明确的限定，设置、安装、连接等词语应做广义理解，所属技术领域技术人员可以结合技术方案的具体内容合理确定上述词语在本发明中的具体含义。

名词解释：

igbt(insulatedgatebipolartransistor)，绝缘栅双极型晶体管，是由bjt(双极型三极管)和mos(绝缘栅型场效应管)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件,兼有mosfet的高输入阻抗和gtr的低导通压降两方面的优点。

参照图1，本发明的实施例的方法，包括：s100，采集三相阻尼电流以及三相并网电流，根据并网电流的谐波分量得到阻尼电流参考，进而获得阻尼电流的跟踪误差信号；s200，根据跟踪误差信号，得出滑模面函数的实时值，基于自适应律模型得出切换增益观测值，并基于有摄动参数控制律模型得出输出控制信号；s300，通过三相脉宽调制模块对输出控制信号进行调制，输出六路驱动脉冲，驱动有源阻尼逆变部件的igbt的栅极。

本文中的阻尼电流，为协调阻尼器中有源阻尼逆变部件的输出电流，是由有源阻尼三相桥式逆变器通过正弦脉宽调制后，并由滤波器整形电流波形后的接入电流。

协调阻尼器主电路拓扑，见图2所示，包括：无源阻尼器、有源阻尼器及耦合变压器。图2中，下标a、b、c表示三相电信号的a相、b相、c相；id为协调阻尼器的输出电流；upc为有源阻尼器承受的相电压；lf为有源阻尼逆变滤波电感。无源阻尼器由电感lp(16.9mh)及电容cp(600μf)并联组成；在50hz基频发生并联谐振——基频阻抗呈极大值；此时，该无源阻尼器所在支路可视为开路；随着频率增大，谐波阻抗极大衰减，该支路可有效旁路谐波电流。有源阻尼器由整流部件和逆变部件构成；二极管不可控整流部件经由滤波电容为逆变部件提供较为稳定的直流电压；控制逆变部件发射指定频率及大小的谐波电流，便可实现谐波污染源与电网的阻抗隔离，即实现谐波谐振阻尼效果。耦合变压器(变比kct:1)串联了有源阻尼器与无源阻尼器；在基频处，相比有源阻尼器，无源阻尼器的等效阻抗极大(在50hz处发生并联谐振)；由串联分压作用，有源阻尼器仅承受较小的基波电压，这确保功率开关免于承受过电压。

为解释协调阻尼器的工作原理，首先给出它的单相主电路拓扑，参照图3所示。图3中，用谐波电流源is表示宽频谐波污染源；用戴维南等效电路表示无穷大电网，包括电压源ug、等效阻抗zg；从宽频谐波污染源流入无穷大电网的电流(并网电流)用ig表示；由于有源阻尼逆变部分采用电压源pwm策略(pwm为pulsewidthmodulation缩写，即脉宽调制)，因此，有源阻尼器可视为输出滤波电感lf串联电压源uf，其中uf为有源阻尼逆变输出相电压。

进一步，将有源阻尼逆变滤波电感lf和串联电压源uf折算至耦合变压器的原边，得到协调阻尼器单相主电路简化拓扑，见图4所示。图4中，zpd为无源阻尼器等效阻抗，且zpd＝jωlp+1/(jωcp)；zlf为有源阻尼逆变滤波阻抗，且zlf＝jωlf+rf，其中rf为滤波电感lf的等效电阻，ω为系统频率。zpp为协调阻尼器支路的总阻抗，且

控制有源阻尼逆变输出相电压uf＝-kaigh，其中ka为有源阻尼比例系数，igh为并网电流的谐波分量，则有源阻尼器等效为串联在并网侧的谐波虚拟阻抗zas，见图5所示。

依据电路理论叠加原理，由图4，易得并网电流ig表达式，见式(1)所示。

控制有源阻尼逆变输出相电压满足uf＝-kaigh之关系，并将该关系式带入式(1)，得

因本发明的实施例仅需探讨谐波频率域，则式(2)中变量ig可用igh替代，即ig＝igh；那么，式(2)便整理为

结合图4和式(3)，当无源阻尼器单独工作时，即通过设置ka＝0封锁有源阻尼器，则无源阻尼器单独工作时并网谐波电流igh表达式为

式(3)和式(4)分别代表：协调阻尼器正常工作时、无源阻尼器单独工作时，并网谐波电流igh表达式；由上2式，得到协调阻尼器单相等效电路，如图5所示。

图5可见：1)无源阻尼器等效为zpp并联支路；由于有源阻尼逆变滤波电感lf取值小(lf＝0.1mh)，因此，可认为zpp≈zpd。2)有源阻尼器等效为串联在并网侧的谐波虚拟阻抗zas，且zas＝kctka。

图6提供了无源阻尼器的幅频响应曲线。显然，在50hz基频处，无源阻尼器发生了并联谐振——zpp所在并联支路等效阻抗极大；随着频率的提高，谐波阻抗将越来越小。

有源阻尼器等效谐波阻抗为zas＝kctka，这意味着：在宽谐波频率范围内，zas始终保持恒定的虚拟电阻特性(ka设置为正常数)。在谐波频率处，zas的幅频响应曲线为一条正比于ka的直线，因此，本文中未提供zas的幅频响应曲线图。

结合图7和图8，对协调阻尼器的宽频谐波谐振阻尼机理可做如下解读：

(1)在基波频率(工频)处，无源阻尼器等效阻抗zpp极大，该支路近似开路，因此，被旁路的工频电流极少，见图7所示；有源阻尼器等效基波阻抗zas为零，因此，工频电流能够顺利注入电网。

(2)在谐波频率处，频率越高，zpp的谐波阻抗越小，该支路近似短路，因此，宽频谐波电流被该支路旁路；有源阻尼器等效谐波阻抗为kctka，由并联分流原理可知，谐波电流难以注入电网，见图8所示。有源阻尼器等效阻抗zas串联在谐波电流源与电网之间，可实现谐波电流源与电网的谐波阻抗隔离功能，避免源侧——网侧阻抗耦合引发谐波谐振。

(3)有源阻尼器和无源阻尼器协调工作，确保了对谐波电流污染源的宽频谐波治理，同时实现了谐波阻抗隔离功能，避免潜在的阻抗交互引起的系统不稳定因素。

为实现协调阻尼器对宽频谐波谐振的有效治理，一方面，必须准确提取并网电流谐波分量igh；另一方面，有源阻尼逆变输出相电压uf必须稳定地、准确地、快速地跟踪给定信号-kaigh。因此，治理宽频谐波谐振，要求有源阻尼逆变控制系统具备：

1)动态跟踪igh的能力——有源阻尼逆变输出相电压uf能够从容地动态跟踪igh发生谐波幅值突增、谐波频率突变等情况。

2)对自身内部结构参数变化(摄动)的不敏感性——主要指有源阻尼逆变滤波电感lf及其等效电阻rf的实际大小偏离标称值。

3)抵御相电压upc扰动的能力——由电网电压波动引起。

工业级控制方式，比如：比例积分(pi)控制、无差拍控制，均能实现良好的稳态跟踪效果，且应用成熟、设计流程规范。但是，pi控制方式中，积分环节在系统s平面原点引入了零点，进而吸引主导极点靠近虚轴，造成系统动态响应存在较长时间的拖尾；因此，pi控制方式不太适合对系统动态响应要求极高的场景。本质上，无差拍控制方式就是比例(p)控制，故动态性极好、控制参数设计及数字控制实现也极其简便；尽管如此，它的控制效果严重依赖被控对象数学模型的识别精度；内部结构参数稍有摄动，稳态跟踪性能大打折扣。因此，无差拍控制并不太适合对系统稳态性能要求极高的场景。

若要求协调阻尼器高效地治理宽频谐波谐振，则有源阻尼逆变控制系统应当稳定地、准确地、快速地跟踪并网谐波电流igh；应当具备对逆变滤波参数摄动不敏感性；应当具备对外接相电压upc扰动具备抵御能力；换言之，所设计的控制系统应当具备鲁棒性。

本发明的实施例通过对逆变滤波电感参数摄动、有源阻尼器接口电压扰动进行观测；这些观测项不但确保控制系统鲁棒性，而且尽可能降低控制输入信号的抖振，进而弱化非线性滑模运动效果，确保系统的全局鲁棒性。且该鲁棒电流控制方法仅存在对变量的积分、一阶微分；客观讲，该方法数字实现难易程度与pid方式数字实现相当。

本发明的实施例中的被控对象——协调阻尼器的数学模型参照式(1)；其中，id是被控变量，uf为控制输入，upc为扰动输入。由图3可知，协调阻尼器输出电流id满足以下关系：

式(5)中，为协调阻尼器输出电流id的一阶微分，本文的公式中符号的上标点表示该符号对应变量的导数，一个点表示为一阶导数。

协调阻尼器的控制目标为：实时提取并网电流ig的谐波分量，即igh；控制有源阻尼逆变输出电压满足关系：uf＝-kaigh，即可实现宽频谐波谐振阻尼效果。

图3可知，有源阻尼器等效为电压源kctuf——因为它的逆变部件为电压源型pwm调制逆变器。从闭环控制角度，即控制目标要求uf＝-kaigh，上述等效电压源可理解为“电流控制电压源”，即所谓的ccvs。

为使设计过程更具一般性，并使变量符号书写符合阅读习惯，可替换式(5)中的变量符号，替换后的表达式为：

式中，u＝kctuf，d＝upc；h1和h2分别与有源阻尼逆变滤波电感lf及其等效电阻rf值有关；此外，u为新的控制输入变量，d为新的扰动输入变量。变量h1和h2是被控对象的滤波参数，若它们的实际值与标称值存在偏差，即“内部结构参数发生了摄动”。变量d的物理意义为：有源阻尼逆变器承受的相电压，也是控制对象的扰动输入变量。由于有源阻尼器和无源阻尼器对电网电压进行串联分压；若电网电压出现波动，扰动输入变量d也将发生一个对应的变化，并作用于被控对象。

本发明的实施例中，固定切换增益的鲁棒电流控制器设计方法如下。定义阻尼电流(被控变量)id的跟踪误差信号e为：

e＝id–id_ref(7)

式(7)中，id_ref为阻尼电流参考。

设计如下比例—积分滑模面：

式(8)中，kp为比例系数，ki为积分系数。

构造如下李雅普诺夫(lyapunov)函数：

显然v1是正定的。

接下来，寻找针对被控对象，即式(6)的控制规律，使得lyapunov函数v1对时间的导数为负半定。

求取v1对时间的导数，得：

对滑模面函数求导，即求取式(8)对时间的导数，得

将式(11)带入式(10)，得

由式(7)，易得跟踪误差信号e对时间的导数随后将其带入式(12)后，得：

将式(6)带入式(13)，得：

设计跟踪及切换项，即使得控制输入变量u具备如下形式：

式(15)中，ρ为控制输入切换项的切换增益，且为正常数。为确保状态变量具备滑动模态，即状态变量e和被滑动流形吸引并停留其上，且滑向原点(平衡点)，要求：|ρ|≥|d|，即切换增益必大于等于最为严重扰动输入变量d的界。

应理解的是，控制输入变量u是具备实际物理意义的；由关系u＝kctuf可知，u为折算至耦合变压器原边后，有源阻尼逆变输出相电压。实际上，该电压是pwm后的结果，对应调制信号为u/kct。

将式(15)带入式(14)，整理得：

显然，函数是半负定的，且v函数是正定的。因此，在内部结构参数(滤波电感)无摄动前提下，采用式(15)控制律，当时间t趋于∞时，状态变量e和将回到原点；即，闭环控制系统在的原点渐进稳定。

实际上，内部结构参数h1和h2摄动(即lf及rf标称值偏离真值)、外部扰动d突变(电网电压波动引起upc波动)均无法避免。这些摄动及扰动因素使得状态变量e和偏离了平衡面s，进而可能破坏滑动模态的存在条件；即系统的状态变量无法在设定的滑动流形上运动并趋近原点。

若要滑动模态存在，即保证控制系统兼备抵御较大内部结构参数摄动、最严重外部扰动的能力，则必须预设切换增益ρ为较大值；使ρ能够抵消可能的、最严重的摄动及扰动作用效果总和；即任意工况下，条件|ρ|≥|d|均能得到保证。

然而，切换增益ρ取值固定且保守(数值大)，将使控制变量u出现严重的抖振——引起运动状态反复不断地以较大幅度上下穿越滑动流形，加剧非理想滑动模态运动效果，降低控制系统的鲁棒性。从电力电子角度，抖振将高频纹波引入至调制信号中，并以谐波电流的形式复现在阻尼电流id中。

尽管如此，抖振是变结构控制的必然产物，是确保运动状态在滑动流形上滑动并趋近原点的动力，消灭了抖振也就彻底消除了系统的鲁棒性。因此，本发明的实施例要削弱抖振，而不是彻底消灭它。为此，可设计切换增益自适应律，实时计算滤波参数摄动、电网电压扰动的带来的“集总不确定因素”，并使切换增益实时抵消这些因素；在确保滑动模态存在前提下，尽可能降低控制输入抖振。

为实现切换增益ρ的自动调节，避免保守且取值固定的切换增益引起控制输入剧烈抖振，从而避免控制系统鲁棒性恶化，重新设计lyapunov函数：

式中，γ为自适应系数，且为正常数；为ρ的观测误差，且有显然v2是正定的。

接下来，寻找针对被控对象，即式(6)的控制规律，使得lyapunov函数v2对时间的导数为负半定。那么，当时间t趋于∞时，向量将趋于[0,0,0,0]，即控制系统渐进稳定。

求取v2对时间的导数，得：

对式(18)中项进行如下2步等价变换：首先，利用式(11)替换掉项中的其次，利用式(6)替换中间计算式中的等价变换过程见式(19)所示。

仿照无摄动参数控制律，即式(15)，设计有摄动参数控制律；假设新的跟踪及切换控制律为：

式中，和分别为h1和h2的估计值，且δh1和δh2均为摄动量，即δh1和δh2分别为偏离真值h1和h2的大小。实际上无法获得真值h1和h2，因此，δh1和δh2均是客观存在的。sgn(x)表示符号函数，当x>0时输出1，x<0时输出-1。

将式(20)带入式(18)中的项，即带入式(19)中，有：

将式(21)带入式(18)，得

观察式(22)等号右侧“中括号”内各项，除项以外，其余各项与滤波参数摄动(δh1和δh2)、外部电压扰动(d)相关；因此，这些摄动及扰动项可视为“集总不确定因素”，并用dlump表示：

那么，式(22)可化简为：

由于需满足负半定，这一先决条件，才能保证闭环系统渐进稳定性。为此，可设计观测律，使得恰好抵消中的dlump项，进而确保满足负半定条件。

为此，可消除式(24)中的项，即可将该式中项设计为：

换言之，的观测律可设计为：

将式(26)代入式(24)，得：

显然，是负半定的，且v2是正定的。因此，向被控对象(即式(6))施加式(20)所示跟踪及切换控制律，并对滤波参数摄动和电网电压扰动，这些“集总不确定性因素”进行实时观测(自适应律为式(26))，闭环控制系统则是渐进稳定的。换言之，只要初始状态即使滤波参数摄动、电网电压波动，运动状态e和终将回到原点；即，闭环控制系统在的原点渐进稳定。因此，本发明的实施例的控制方法，不仅保证了系统的渐进稳定性，而且降低控制输入信号的抖振，提高了控制系统的鲁棒性。

参照图9和图10，其中图9为包括主电路的协调阻尼鲁棒电流控制示意图，图10为协调阻尼鲁棒三相电流控制方法示意图。协调阻尼鲁棒电流控制器输入信号为以下三相信号(均省略下标a、b、c)：阻尼电流id、阻尼电流参考id_ref、跟踪误差信号e。

以上输入信号的获取方式为：

1)阻尼电流id直接由霍尔电流传感器提取。

2)阻尼电流参考id_ref＝-kaigh，即：通过霍尔电流传感器提取并网电流ig后，再利用软件方式提取其谐波分量igh，再乘以有源阻尼比例系数ka。

3)跟踪误差信号e，即：阻尼电流(被控变量)id的跟踪误差信号，满足e＝id–id_ref之关系，可以在数字控制器中实时计算获得。

协调阻尼鲁棒电流控制器由3个子控制单元构成，且控制参数完全相同。它们分别实现：有源阻尼逆变器输出相电流动态跟踪阻尼电流参考id_ref,a、id_ref,b、id_ref,c的动态跟踪。每个子控制单元包括3个模块：滑模面、跟踪及切换项、切换增益自适应，且分别对应式(8)、式(20)和式(26)。

“跟踪及切换项”即式(20)中，和分别为h1和h2的估计值，且有在数字控制编程实现时，和取值可与滤波电感lf及其rf的标称值相同。一方面，标称值不可能完全等于真值，另一方面，随环境条件、工作时间的改变，滤波元件电感量也会发生变化(参数摄动)。因此，即使采用标称值，也总有模型辨识误差。

“切换增益自适应”即式(26)，可以对滤波参数的摄动及电网电压扰动共同带来的“集总不确定因素”dlump进行观测；换言之，动态修正自身大小，用于实时抵消dlump对控制系统的影响。

鲁棒电流控制器工作机制描述如下：

“滑模面”模块的计算过程：利用实时获得的跟踪误差信号e，由式(8)计算得到滑模面函数s的实时值；将s的实时计算值送往“跟踪及切换项”模块、“切换增益自适应”模块。

“切换增益自适应”模块的计算过程：实时接受来自“滑模面”模块的计算输出，并由式(26)计算得到切换增益观测值对时间的导数并对该导数做时间积分处理，即得到切换增益观测值将的实时计算值送往“跟踪及切换项”模块。

“跟踪及切换项”模块的计算过程：接受来自切换增益自适应模块传送的接受来自滑模面模块传送的s、接受阻尼电流id、阻尼电流参考id_ref、跟踪误差信号e；以上述5个实时信号作为输入，利用式(20)实时计算得到控制输出信号u。

三相脉宽调制模块：将计算得到的控制输出信号u(ua、ub、uc)通过三相脉宽调制模块，输出六路驱动脉冲，送往有源阻尼逆变部件的igbt，并作为它们的栅极驱动信号。

控制输入变量ua、ub、uc通过三相脉宽调制，向有源阻尼逆变器(由三桥臂igbt+二极管构成)输送六路驱动脉冲，闭环控制确保逆变器输出相电压满足uf＝-kaigh之关系(电压源型pwm逆变器，可认为是电流控制电压源，即ccvs)。

本发明的实施例中还利用了matlab仿真模型，用于验证鲁棒电流控制方法对宽频谐波谐振的治理效果。仿真主电路及控制器结构分别与图9、图10完全一致。

仿真参数设置如下：

(1)无源阻尼器：lp＝16.9mh，cp＝600μf；

(2)耦合变压器：kct＝1(即变压器变比1)；

(3)有源阻尼器：lf＝0.1mh，rf＝0.0168ω，ka＝15；

(4)鲁棒电流控制器：

滑模面：kp＝5，ki＝20；

lyapunov函数：γ＝1；

跟踪及切换项：(真值h1＝0.1)，(真值h2＝-0.0168)；

(5)电网参数：zg＝0.002+jω0.0012ωug＝220v(一相有效值rms)。

以下是谐波污染源频率突变测试。谐波污染源发出基波电流并夹杂5次、7次、11次、13次谐波电流。在第1秒，该污染源的谐波电流次数瞬间切换至17次、19次、23次、25次。图11和图12为在第1秒突变发生前后，a相谐波电流源和a相并网电流的仿真波形。参照图11，在第1秒前，污染源发出了5次、7次、11次、13次谐波电流；第0.96秒至0.98秒，这1个工频周期内，is,a的总谐波畸变率(totalharmonicdistortion,thd)为27.63％。第1秒后，污染源改为发出17次、19次、23次、25次谐波电流；第1.02秒至1.04秒，这1个工频周期内，is,a的thd虽然仍为27.63％，但是相比突变前，突变后的is,a波形出现了较高频率的纹波。参照图12，采用图10所示的鲁棒电流控制器，协调阻尼器能够有效地治理谐波电流；突变前及突变后，ig,a的thd均低于3％。更重要的是：突变发生后，看不到并网电流ig,a存有任何过渡过程；这表明整个控制系统拥有极强的鲁棒性，换言之，谐波谐振的动态治理效果极好。综上，从并网电流thd指标、被控变量ig暂态表现足以说明：协调阻尼鲁棒电流控制方法完全胜任谐波电流频率突变，这一极端严苛条件下，谐波谐振治理需求。

图13和图14为谐波污染源频率突变前后被控系统运动状态轨迹；其中，被控系统的2个状态变量：误差ea和误差积分构成了系统状态的相平面。图13可将系统状态轨迹进行如下运动分解：

1)系统状态从起点位置以逆时针方向运动，一旦落入滑动流形(平衡面、滑模面)则会沿着该滑动流形上下振动并趋向原点(平衡点)；

2)沿着滑动流形运动一段时间后，系统状态将从滑动流形中穿出，继续以逆时针方向运动，并等待再次与滑动流形交汇并落入其中；

3)每次落入滑动流形，系统状态将不断地沿着滑动流形指明的方向趋于原点；经过数次穿越滑动流形后，系统状态将在原点附近小幅振荡——控制系统表现出极强的鲁棒性。

当谐波污染源发生图11所示频率突变，系统运动状态的轨迹见图14所示。图14表明：在突变发生前，系统运动状态已落入被原点强烈吸引的范围内，控制系统表现出极强的鲁棒性——即在应对谐波电流频率突变时，运动状态无法挣脱平衡点的束缚；这也解释了为什么在图13中几乎看不到并网电流ig存有任何过渡过程的原因。

下面对谐波污染源幅值突增进行测试。谐波污染源发出基波电流并夹杂5次、7次、11次、13次谐波电流。在第1秒，该污染源的各谐波电流幅值瞬间翻一番。图15和图16分别为在第1秒各谐波电流幅值突增发生前后，a相谐波电流源和a相并网电流的仿真波形。参照图15中，第1秒前，污染源发出了5次、7次、11次、13次谐波电流；第0.96秒至0.98秒，这1个工频周期内，is,a的总谐波畸变率(totalharmonicdistortion,thd)为27.63％。第1秒后，污染源发出的谐波电流幅值翻一番；第1.02秒至1.04秒，这1个工频周期内，is,a的thd上升为55.25％。参照图16，可见采用图4所示的鲁棒电流控制器，协调阻尼器能够有效地衰减谐波；突增前及突增后，ig,a的thd均低于5％。且更重要的是：突增发生后，几乎看不到并网电流ig,a存有任何过渡过程；这表明整个控制系统拥有极强的鲁棒性，换言之，谐波谐振的动态治理效果极好。综上，从并网电流thd指标、被控变量ig,a暂态表现足以说明：协调阻尼鲁棒电流控制方法完全胜任谐波电流发生幅值突增，这一极端严苛条件下，谐波谐振治理需求。

本发明的实施例的装置，参照图17，包括：误差信号跟踪模块100，用于采集三相阻尼电流以及三相并网电流，根据并网电流的谐波分量得到阻尼电流参考，进而获得阻尼电流的跟踪误差信号；控制信号处理模块200，用于根据跟踪误差信号，得出滑模面函数的实时值，基于自适应律模型动态更新切换增益观测值，并基于有摄动参数控制律模型得出输出控制信号；三相脉宽调制模块300，用于调制输出控制信号，输出六路驱动脉冲，驱动有源阻尼逆变部件的igbt的栅极。本发明的实施例中，控制信号处理模块200包括三个单相控制子模块210，分别用于获取a、b、c三相的输出控制信号。单相控制子模块210包括：滑模面模块211，用于根据跟踪误差信号，得出滑模面函数的实时值；切换增益自适应模块212，用于根据滑模面函数的实时值，基于自适应律模型动态更新切换增益观测值；跟踪切换模块213，用于根据阻尼电流、阻尼电流参考、跟踪误差信号、滑模面函数的实时值及切换增益观测值，基于有摄动参数控制律模型得出输出控制信号。本发明的实施例中，误差信号跟踪模块100采集a、b、c三相的阻尼电流数据及并网电流的三相数据，对每一项的处理过程相同，以a相为例，首先，通过霍尔电流传感器采集阻尼a相电流，并网电流a相数据，提取a相的谐波分量，获得阻尼a相电流参考，进而计算出阻尼a相电流的跟踪信号差；并将阻尼a相电流、阻尼a相电流参考、阻尼a相电流的跟踪信号误差信号传输给单相控制子模块(a相)210。参照图10，由滑模面模块211根据公式(8)计算出滑模面函数的实时值，该实时值被传送给切换增益自适应模块212和跟踪切换模块213。切换增益自适应模块212根据公式(26)计算出切换增益观测值并传送给跟踪切换模块213，由跟踪切换模块213根据公式(20)得出输出控制信号ua。b相与c相的单相控制子模块(因与a相的单相控制子模块内部模块相同，故图17中未标识)类似地根据本相的阻尼电流及并网电流进行上述计算，分别得到输出信号ub和uc。这三个输出信号经过三相脉宽调制模块300调制，得到六路驱动脉冲。三相脉宽调制模块300的输出端与有源阻尼逆变部件的igbt的栅极相连接，输出的六路驱动脉冲用作有源阻尼逆变部件的igbt的栅极的驱动信号。

上面结合附图对本发明实施例作了详细说明，但是本发明不限于上述实施例，在所属技术领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下作出各种变化。