一种具减震控制之转换装置及其减震控制的操作方法与流程

本发明为一种具减震控制之转换装置及其减震控制的操作方法，具体涉及一种可在转换器的功率开关切换时降低上升斜率的转换装置与操作方法。

背景技术：

返驰式转换器(flybackconverters)也称为反激式转换器，是一种输入及输出电路之间具有变压器而电气隔离的转换器。返驰式转换器可以视为是有变压器的降压-升压变换器，其主要是将其电感器转换为变压器，因此除了电压转换的功能外，还有变压器隔离的效果。

但是，由于返驰式转换器的变压器铁芯间有间距，造成各绕组之间的磁通不可能达成完全耦合，会造成漏磁现象，产生漏电感。同样地，功率开关的开关电流也会流过此漏电感并蓄积能量。但是，漏电感因未与其他线圈耦合，因此功率并不会被移转而在功率开关上产生突波电压。此突波电压施加在功率开关的汲极-源极之间会使得功率开关两端瞬间产生较高的电压，若是此电压超过功率开关的耐压值时，可能会造成功率开关遭到破坏。因此，为了防止功率开关遭到破坏，通常会设置缓冲电路(snubber)，以抑制突波电压。

其中，缓冲电路又以rcd缓冲电路最为常见，其主要是由电阻、二极管、电容组成。而且，缓冲电路是大多数返驰式转换器中，基本且必要的电路，且具有成本低、简单易用、强健性，因此长久以来rcd缓冲电路广泛于工业界所应用。

然而rcd缓冲电路主要任务是钳制开关上的电压尖峰在允许的操作范围内，对于功率开关的汲极-源极之间的电压上升或下降斜率并无太多调整功能，而且其电压上升或下降的斜率正是电磁干扰共模噪声(emicommonmodenoise)的重要来源。在上升或下降的斜率越陡峭时，电磁干扰越严重。虽然电压上升或下降的斜率可以透过以增加闸极电阻方式调整，但这一手段会造成功率开关的切换损失的增加，进而降低转换效率并增加元件温度。

所以，如何设计出一种具减震控制之转换装置及其减震控制的操作方法，在功率开关切换时，利用储存及释放漏感能量的方式，降低功率开关的汲极-源极之间的电压上升或下降斜率，乃为本案创作人所欲行研究的一大课题。

技术实现要素：

为解决上述问题，本发明的目的在于提供一种具减震控制之转换装置及其减震控制的操作方法。

为了达到前述目的，本发明具减震控制之转换装置包括：转换电路，包括：变压器，包括初级侧绕组与次级侧绕组，初级侧绕组的一端耦接输入电源。整流电路，耦接次级侧绕组。及第一开关，一端耦接初级侧绕组的另一端。及减震控制电路，耦接初级侧绕组的一端、初级侧绕组的另一端及第一开关的另一端。其中，在第一开关关断时，减震控制电路储存变压器的漏感能量，且在第一开关导通时，减震控制电路提供漏感能量至初级侧绕组。

进一步的，减震控制电路包括：第一二极管，一端耦接初级侧绕组的一端。电容，一端耦接第一二极管的另一端，且另一端耦接初级侧绕组的另一端。第二二极体，一端耦接电容的一端。及辅助绕组，耦合变压器，且一端耦接第二二极体的另一端，另一端耦接第一开关的另一端。其中，在第一开关关断时，电容储存漏感能量，且在第一开关导通时，漏感能量通过辅助绕组与电容的谐振而提供至初级侧绕组。

进一步的，减震控制电路更包括：第二开关，一端耦接电容的另一端，且另一端耦接初级侧绕组的另一端。其中，在转换电路操作在轻载以下时，第二开关关断以关断减震控制电路，且在转换电路操作在轻载以上时，第二开关导通以启用减震控制电路。

进一步的，在第一开关导通时，电容上的一电容电压由正极性震荡至反极性，以在第一开关关断时，减缓第一开关两端的开关跨压的上升斜率。

进一步的，在第一开关关断时，减震控制电路的充能路径为电容、第一二极管及初级侧绕组；在第一开关导通时，减震控制电路的释能路径为电容、第一开关、辅助绕组及第二二极体。

进一步的，第一开关导通时，辅助绕组产生反向直流偏压，使第一开关关断时，第一开关两端的开关跨压与流过第一开关的开关电流具有零电压转态。

进一步的，在第一开关导通时，输入电源对初级侧绕组的第一电流路径为输入电源、初级侧绕组及第一开关；在第一开关关断时，初级侧绕组对整流电路的第二电流路径为初级侧绕组、次级侧绕组及整流电路。

本发明具减震控制之转换装置的操作方法包括下列步骤：控制转换电路的第一开关导通，以产生输入电源、变压器的初级侧绕组及第一开关的第一电流路径。控制第一开关关断，以产生初级侧绕组、变压器的次级侧绕组及整流电路的第二电流路径。在第一开关关断时，通过减震控制电路电容储存变压器的漏感能量。及在第一开关导通时，通过减震控制电路的电容与辅助绕组的谐振而提供漏感能量至初级侧绕组，辅助绕组耦合变压器。

进一步的，在转换电路操作在轻载以下时，关断转换电路至电容的路径，以关断减震控制电路。及在转换电路操作在轻载以上时，导通转换电路至电容的路径，以启用减震控制电路。

进一步的，在第一开关导通时，电容上的电容电压由正极性震荡至反极性，以在第一开关关断时，减缓第一开关两端开关跨压的上升斜率。

有益效果：

本发明之主要目的及功效在于，在第一开关关断时，利用减震控制电路储存变压器上的漏感能量，以避免漏感能量无法宣泄而产生突波电压。而且，在第一开关导通时，减震控制电路提供先前所续存的漏感能量至变压器，以达到能量回收再利用而节省功率消耗之功效。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明具减震控制之转换装置之方框图

图2为本发明转换电路与减震控制电路第一实施例之等效电路图

图3a为本发明具减震控制之转换装置第一时序电流路径图；

图3b为本发明具减震控制之转换装置第二时序电流路径图；

图3c为本发明具减震控制之转换装置第三时序电流路径图；

图3d为本发明具减震控制之转换装置第四时序电流路径图；

图3e为本发明具减震控制之转换装置第五时序电流路径图；

图3f为本发明具减震控制之转换装置第六时序电流路径图；

图3g为本发明具减震控制之转换装置第七时序电流路径图；

图4为本发明具减震控制之转换装置电路波形图；

图5为本发明转换电路与减震控制电路第二实施例之等效电路图；

图6a为本发明减震控制电路使用第二开关，且转换装置于轻载以下时的第一时序电流路径图；

图6b为本发明减震控制电路使用第二开关，且转换装置于轻载以下时的第二时序电流路径图；

图7a为本发明减震控制电路使用第二开关，且转换装置于轻载以上时的第一时序电流路径图；

图7b为本发明减震控制电路使用第二开关，且转换装置于轻载以上时的第二时序电流路径图；

图7c为本发明减震控制电路使用第二开关，且转换装置于轻载以上时的第三时序电流路径图；及

图7d为本发明减震控制电路使用第二开关，且转换装置于轻载以上时的第四时序电流路径图。

其中，100、100′转换装置、10转换电路、102变压器、102a初级侧绕组、llk1第一漏电感、lm激磁电感、102b次级侧绕组、104整流电路、q整流开关、co输出电容、106第一开关、cp寄生电容、20、20′减震控制电路、d1第一二极管、c电容、d2第二二极体、202辅助绕组、llk2第二漏电感、204第二开关、30控制单元、200负载、vin输入电源、vo输出电源、vf绕组跨压、vds开关跨压、vc电容电压、if初级电流、ilm激磁电流、ids开关电流、is次级电流、ic电容电流、ia辅助电流、id二极管电流、pwm脉冲宽度调变信号、sc控制信号、i1第一电流路径、i2第二电流路径、lc充能路径、lr释能路径、t0～t6时间。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明了，下面结合具体实施方式并参照附图，对本发明进一步详细说明。应该理解，这些描述只是示例性的，而并非要限制本发明的范围。此外，在以下说明中，省略了对公知结构和技术的描述，以避免不必要地混淆本发明的概念。

请参阅图1为本发明具减震控制之转换装置之方框图。转换装置100包括转换电路10、减震控制电路20及控制单元30，转换电路10接收输入电源vin，且耦接负载200，且减震控制电路20耦接转换电路10。控制单元30耦接转换电路10，且控制转换电路10将输入电源vin转换为输出电源vo，以提供负载200运作所需的电力。具体而言，转换电路10为返驰式转换器，且包括变压器102、整流电路104及第一开关106。变压器102包括初级侧绕组102a与次级侧绕组102b，初级侧绕组102a的一端接收输入电源vin，且另一端耦接第一开关106的一端。第一开关106的另一端耦接接地点，且第一开关106的控制端耦接控制单元30。整流电路104包括整流开关q与输出电容co，次级侧绕组102b的一端耦接整流开关q的一端，且次级侧绕组102b的另一端耦接接地点。输出电容co用以提供并稳定输出电源vo的电压，且输出电容co的一端耦接整流开关q的另一端，另一端耦接接接地点。

控制单元30通过脉冲宽度调变信号pwm控制第一开关106的切换，同时也提供另一控制信号sc控制整流开关q的切换，使转换电路10通过第一开关106与整流开关q的切换而将输入电源vin转换为输出电源vo。在控制单元30控制第一开关106导通，且整流开关q关断时，输入电源vin对初级侧绕组102a的第一电流路径i1为输入电源vin、初级侧绕组102a、第一开关106及接地点，使初级侧绕组102a储能。在控制单元30控制第一开关106关断，且整流开关q导通时，初级侧绕组102a对输出电容co的第二电流路径i2为初级侧绕组102a、次级侧绕组102b、整流开关q及输出电容co，使初级侧绕组102a上的能量对输出电容co释能。通过控制单元控制第一开关106与整流开关q的切换，可达成控制转换电路10同步切换的效果，以提高电路整体效率。其中，整流开关q可替换为被动式二极管(图未式)，在被动式二极管顺偏导通时，次级侧绕组102b上的能量通过二极管流至输出电容co，且在被动式二极管逆偏截止时次级侧绕组102b至输出电容co之间的路径为断路。

减震控制电路20耦接初级侧绕组102a的两端与第一开关106的另一端，且在控制单元30控制第一开关106切换时，提供第一开关106上跨压的减震效果。进一步而言，由于转换电路10为返驰式转换器，变压器102铁芯之间有间距，造成初级侧绕组102a与次级侧绕组102b之间的磁通无法达成完全耦合而造成漏磁现象。此漏磁的现象会产生漏电感，当控制单元30控制第一开关106切换时，流过第一开关106的电流同样也会流过此漏电感并蓄积能量。但是，因漏电感无法与其他的绕组耦合，因此功率无法移转而造成突波电压的产生。若是过高的突波电压施加在第一开关106的两端(即第一开关106的汲极端与源极端)时，可能使得第一开关106的两端的跨压超过其耐压值而损坏。因此，本发明之主要目的及功效在于，在控制单元30控制第一开关106关断时，利用减震控制电路20储存变压器102初级侧绕组102a上的漏感能量，以避免漏感能量无法宣泄而产生突波电压。而且，在控制单元30控制第一开关106导通时，减震控制电路20提供先前所续存的漏感能量至初级侧绕组102a的另一端，以达到能量回收再利用而节省功率消耗之功效。

请参阅图2为本发明转换电路与减震控制电路第一实施例之等效电路图，复配合参阅图1。初级侧绕组102a包括了等效的第一漏电感llk1与等效的激磁电感lm，第一漏电感llk1串接初级侧绕组102a，且激磁电感lm并接初级侧绕组102a。第一开关106的两端包括等效的寄生电容cp，且寄生电容cp以虚线表示。减震控制电路20包括第一二极管d1、电容c、第二二极体d2及辅助绕组202，且减震控制电路20仅须通过上述的被动元件即可达成减震控制的效果，而无须额外的主动控制(例如但不限于控制开关切换等主动控制)，因此可达成转换装置100易于控制(主要的减震控制仅需控制第一开关106即可)，且不易产生操作错误之功效。具体而言，第一二极管d1的一端耦接初级侧绕组102a的一端，第一二极管d1的另一端耦接电容c的一端，且电容c的另一端耦接初级侧绕组102a的另一端。第二二极体d2的一端耦接电容c的一端，第二二极管d2的另一端耦接辅助绕组202的一端，且辅助绕组202的另一端耦接第一开关106的另一端。辅助绕组202耦合变压器202，且包括了等效的第二漏电感llk2，第二漏电感llk2串接辅助绕组202。

在控制单元30控制第一开关106关断时，减震控制电路20的充能路径lc(意即电流路径)会由初级侧绕组102a的另一端流至电容c，使电容c可储存由初级侧绕组102a所产生的漏感能量。然后，电流通过第一二极管d1返回初级侧绕组102a，以形成初级侧绕组102a对电容c释能的主要电流路径。在控制单元30控制第一开关106导通时，电容c上所储存的漏感能量会通过辅助绕组202与该电容c的谐振而提供至初级侧绕组102a的另一端，所产生的释能路径lr(意即电流路径)即为电容c、第一开关106、辅助绕组202、第二二极体d2返回电容c，以形成电容c释放漏感能量的主要电流路径。

请参阅图3a为本发明具减震控制之转换装置第一时序电流路径图、图3b为本发明具减震控制之转换装置第二时序电流路径图、图3c为本发明具减震控制之转换装置第三时序电流路径图、图3d为本发明具减震控制之转换装置第四时序电流路径图、图3e为本发明具减震控制之转换装置第五时序电流路径图、图3f为本发明具减震控制之转换装置第六时序电流路径图、图3g为本发明具减震控制之转换装置第七时序电流路径图及图4为本发明具减震控制之转换装置电路波形图，复配合参阅图1和图2，且反复参阅图3a～图4。图3a～3c为第一开关106导通时的电流路径图，且图4中的时间t0～t3为配合图3a～3c的电路波形。图3d～3g为第一开关106关断时的电流路径图，且图4中的时间t3～t6为配合图3d～3g的电路波形。

其中，流过第一漏电感llk1的初级电流为if、流过激磁电感lm的激磁电流为ilm、初级侧绕组102a上的绕组跨压为vf、流过第一开关106的开关电流为ids、第一开关106上的开关跨压为vds、控制单元30提供的脉冲宽度调变信号为pwm、流过次级侧绕组102b与整流开关q的次级电流为is、电容c上的电容电压为vc、流过电容c上的电容电流为ic、流过辅助绕组202的辅助电流为ia、流过第一二极管d1的二极管电流为id。

在图3a中(对应图4的时间t0～t1，减震控制电路20的电流路径为释能路径lr，且如图3a的箭头方向所示)，转换为高准位的脉冲宽度调变信号pwm控制第一开关106导通(时间t0)，由于激磁电感lm上具有初始电流，因此流过第一开关106的开关电流ids上升迅速，输入电源vin持续对激磁电感lm正向激磁，使激磁电流ilm持续上升。另一方面，电容c上的电容电压vc会与第二漏电感llk2进行共振而开始释放能量至初级侧绕组102a的另一端，此时第二二极体d2为顺偏导通，且在半个谐振周期后(时间t1)，电容电压vc会达到最低点。此时，第一二极管d1处于逆偏截止状态，且控制单元30控制整流开关q关断，使得二极管电流id与流过整流开关q的电流为0。

在图3b中(对应图4的时间t1～t2，电流路径如图3b的箭头方向所示)，第一开关106仍然持续导通(时间t1)，输入电源vin持续对激磁电感lm正向激磁，使激磁电流ilm持续上升。另一方面，电容电压vc会与第二漏电感llk2进行共振半个谐振周期。由于第二二极体d2为非理想的二极管，因此在共振半周期后，电容电流ic会反向放电以使得第二二极体d2的反向恢复电荷得以泄放并完全逆偏截止，使得流过二二极体d2电流方向短时间相反。在时间t2时，二二极体d2处于完全逆偏截止状态。此时，第一二极管d1仍然处于逆偏截止状态，且控制单元30仍然控制整流开关q关断，使得二极管电流id与流过整流开关q的电流仍然为0。

在图3c中(对应图4的时间t2～t3，电流路径为第一电流路径i1，且如图3c的箭头方向所示)，第一开关106在时间t2仍然导通，且在时间t3时关断。在时间t3第一开关106关断瞬间，第一漏电感llk1开始对第一开关106的寄生电容cp充电，且第一漏电感llk1仍然处于激磁而使初级电流if持续上升，同时使第一开关106上的开关跨压vds快速上升。在时间t2～t3时，第一二极管d1尚未导通，因此第一二极管d1的二极管电流id与流过电容c上的电容电流ic为0。此时，第一二极管d1仍然处于逆偏截止状态，且控制单元30仍然控制整流开关q关断，使得二极管电流id与流过整流开关q的电流仍然为0。

在图3d中(对应图4的时间t3～t4，减震控制电路20的电流路径为充能路径lc，且如图3d的箭头方向所示)，第一开关106保持关断，第一漏电感llk1仍然持续对第一开关106的寄生电容cp充电，且第一漏电感llk1仍然处于激磁而使初级电流if持续上升。待时间到达t3～t4时，第一漏电感llk1去磁而使初级电流if开始下降。在时间t3～t4时，第一二极管d1顺偏而导通，初级电流if同时对电容c充电，使电容电压vc开始增加(即为漏感能量开始储存至电容c)。此时，流过第一二极管d1的二极管电流id与流过电容c的电容电流ic为正值。由于电容c的容值较寄生电容cp的容值大上许多，因此此区间的开关跨压vds上升较慢。此时，控制单元30仍然控制整流开关q关断，使得流过整流开关q的电流仍然为0。

在图3e中(对应图4的时间t4～t5，电流路径如图3e的箭头方向所示)，第一开关106仍然保持关断，且控制单元30控制整流开关q导通。此时激磁电感lm开始对次级侧绕组102b放电至输出电容co，当电容电压vc等于n(vo+vth)时，第一漏电感llk1开始去磁而使得初级电流if逐渐下降。此时，初级电流if仍然对电容c充电。其中，n为变压器102匝数比，且vth为整流开关q导通时整流开关两端的压降。

在图3f中(对应图4的时间t5～t6，电流路径如图3f的箭头方向所示)，第一开关106仍然保持关断，且控制单元30仍然控制整流开关q导通。此时，第一漏电感llk1完全去磁。当第一漏电感llk1完全去磁后，基于第一二极管d1并非为理想二极管，存在反向恢复电荷与反向恢复时间。因此，会产生一个反向的二极管电流id与电容电流ic流至电容c，待第一二极管d1的反向恢复电荷得以泄放并完全逆偏截止(时间t6)。由于电容电流ic为反向电流，使得电容电压vc稍微放电而下降。

在图3g中(对应图4的时间t6～t0，电流路径为第二电流路径i2，且如图3g的箭头方向所示)，第一开关106仍然保持关断，且控制单元30仍然控制整流开关q导通。此时，耦接初级侧绕组102a的第一漏电感llk1、第一二极管d1、电容c及寄生电容cp皆以达到稳态，仅由激磁电流为ilm通过初级侧绕组102a与次级侧绕组102b的耦合而持续对次级侧绕组102b持续放电至输出电容co。当时间t0时，第一开关106再次导通，后续产生如时间t0～t6相同的波形。

复参阅图4，在时间t0～t1时，第一开关106导通。由于电容c上的电容电压vc由正极性震荡至反极性，因此提供了了可储存漏感能量的容量，所以在第一开关106关断时(时间t3～t4)，提供了两条可供电流流过之路径(即流至第一开关106寄生电容cp的路径与流过电容c的路径)，以减缓第一开关106两端开关跨压vds的上升斜率。借此，第一开关106在关断瞬间的开关跨压vds斜率可被调控，所以转换装置100较不易产生电压突波而造成第一开关106的损坏，进而改善转换装置100电磁干扰(electromagneticinterference；emi)的问题。

在第一开关106导通时(时间t0～t3)，辅助绕组202由于电容c谐振，因此在辅助绕组202两端产生反向直流偏压。反向直流偏压使得第一开关关106断时(时间t3～t4)，第一开关106两端的开关跨压vds与流过第一开关106的开关电流ids具有零电压转态。零电压转态意即，在开关跨压vds开始上升时，开关电流ids也同步地开始下降，以无消耗地将功率转移。

请参阅图5为本发明转换电路与减震控制电路第二实施例之等效电路图，复配合参阅图1～4。本实施例与图3a的实施例差异在于减震控制电路20′更包括第二开关204。第二开关204的一端耦接电容c的另一端，且第二开关204的另一端耦接初级侧绕组102a的另一端。在控制单元30通过侦测而得知转换电路100′操作在轻载以下时，控制单元30控制第二开关204关断，以关断减震控制电路20′，且在控制单元30通过侦测而得知转换电路100′操作在轻载以上时，控制单元30控制第二开关204导通，以启用减震控制电路20′。

具体而言，由于转换电路100′的负载在轻载时的电流较小，所以在第一开关106关断瞬间所造成的突波电压也较小，因此第一开关106较不易因此突波电压而造成损坏，且此突波电压所造成的电磁干扰也较小。但是由于转换电路100′的负载在轻载时，转换电路100′整体的电路效率会较为低落。若在此时仍然使用减震控制电路20′时，减震控制电路20′抑制突波电压的效果较差，且减震控制电路20′所使用的被动元件皆会额外地消耗功率而并无有效提升效率的助益。因此，在控制单元30侦测到转换电路100′操作在轻载以下时，利用控制单元30控制第二开关204关断而关断减震控制电路20′，可以达成降低减震控制电路20′内部被动元件的额外功率消耗，以避免效率的降低之功效。

另外一方面，由于转换电路100′的负载在轻载以上时的电流较大，所以在第一开关106关断瞬间所造成的突波电压也较大，因此第一开关106会受到此突波电压的影响而造成损坏，且此突波电压所造成的电磁干扰也较大。此外，由于转换电路100′的负载在轻载以上时，转换电路100′整体的电路效率会较佳。若在此时使用减震控制电路20′时，减震控制电路20′抑制突波电压的效果较好。因此，在控制单元30侦测到转换电路100′操作在轻载以上时，利用控制单元30控制第二开关204导通而启用减震控制电路20′，使减震控制电路20′可以提供减震控制的功能。

请参阅图6a为本发明减震控制电路使用第二开关，且转换装置于轻载以下时的第一时序电流路径图、图6b为本发明减震控制电路使用第二开关，且转换装置于轻载以下时的第二时序电流路径图，复配合参阅图1～5。在图6a中(电流路径如图6a的箭头方向所示)，控制单元30通过侦测而得知转换电路100′操作在轻载以下，因此控制单元30控制第二开关204关断，以关断减震控制电路20′。此时，控制单元30控制第一开关106导通，且控制整流开关q关断。输入电源vin对初级侧绕组102a的第一电流路径i1为输入电源vin、初级侧绕组102a、第一开关106及接地点，使初级侧绕组102a储能。此时，第一二极管d1与第二二极体d2为逆偏不导通。

在图6b中(电流路径如图6b的箭头方向所示)，转换电路100′仍操作在轻载以下，因此控制单元30仍然控制第二开关204关断，以持续关断减震控制电路20′。此时，控制单元30控制第一开关106关断，且控制整流开关q导通。初级侧绕组102a对输出电容co的第二电流路径i2为初级侧绕组102a、次级侧绕组102b、整流开关q及输出电容co，使初级侧绕组102a上的能量对输出电容co释能。

请参阅图7a为本发明减震控制电路使用第二开关，且转换装置于轻载以上时的第一时序电流路径图、图7b为本发明减震控制电路使用第二开关，且转换装置于轻载以上时的第二时序电流路径图、图7c为本发明减震控制电路使用第二开关，且转换装置于轻载以上时的第三时序电流路径图、图7d为本发明减震控制电路使用第二开关，且转换装置于轻载以上时的第四时序电流路径图，复配合参阅图1～6b。在图7a中(电流路径如图7a的箭头方向所示，且可对应的参考图3c的电流路径)，控制单元30通过侦测而得知转换电路100′操作在轻载以上，因此控制单元30控制第二开关204导通，以启用减震控制电路20′。此时，控制单元30控制第一开关106导通，且控制整流开关q关断。输入电源vin对初级侧绕组102a的第一电流路径i1为输入电源vin、初级侧绕组102a、第一开关106及接地点，使初级侧绕组102a储能。此时，第一二极体d1与第二二极体d2为逆偏不导通。值得一提，由于在此时间点第一二极管d1为逆偏不导通，因此理想上并不会有电流流经第二开关204至电容c，所以在此时点控制单元30也可控制第二开关204关断，以避免因电子元件非为理想元件而产生错误的电流路径。

在图7b中(电流路径如图7a的箭头方向所示，且可对应的参考图3d的电流路径)，转换电路100′仍操作在轻载以上，因此控制单元30仍然控制第二开关204导通，以启用减震控制电路20′。此时，控制单元30控制第一开关106关断，但尚未控制整流开关q导通。第一二极管d1顺偏而导通，且第二二极体d2为逆偏不导通。因此，产生初级侧绕组102a、第二开关204、电容c、第一二极管d1返回初级侧绕组102a的充能路径lc(意即电流路径)。其中，此时虽有小部分的电流对第一开关106的寄生电容cp充电(对应图3d)，但因其过小而忽略不计。

在图7c中(电流路径如图7c的箭头方向所示，且可对应的参考图3g的电流路径)，转换电路100′仍操作在轻载以上，因此控制单元30仍然控制第二开关204导通，以启用减震控制电路20′。此时，控制单元30仍然控制第一开关106关断，且控制整流开关q导通。此时，耦接初级侧绕组102a的元件皆以达到稳态，仅由初级侧绕组102a通过耦合次级侧绕组102b持续放电至输出电容co。初级侧绕组102a对输出电容co的第二电流路径i2为初级侧绕组102a、次级侧绕组102b、整流开关q及输出电容co，使初级侧绕组102a上的能量对输出电容co释能。值得一提，耦接初级侧绕组102a的元件皆以达到稳态，因此理想上并不会有电流流经第二开关204至电容c，所以在此时点控制单元30也可控制第二开关204关断，以避免因电子元件非为理想元件而产生错误的电流路径。

在图7d中(电流路径如图7d的箭头方向所示，且可对应的参考图3a的电流路径)，转换电路100′仍操作在轻载以上，因此控制单元30仍然控制第二开关204导通，以启用减震控制电路20′。控制单元30控制第一开关106导通，且控制整流开关q关断。在第一开关106导通的瞬时，第一二极管d1顺偏而导通，且第二二极体d2为逆偏不导通。电容c上所储存的漏感能量会通过辅助绕组202与该电容c的谐振而提供至初级侧绕组102a。因此，产生电容c、第一开关106、辅助绕组202、第二二极体d2返回电容c的释能路径lr(意即电流路径)。值得一提，于本发明之一实施例中，图7a～7d仅出示第二开关204导通时的主要电流路径，有关第二开关204导通时的细部电流路径可参照图3a～3g，在此不再加以赘述。

惟，以上所述，仅为本发明较佳具体实施例之详细说明与图式，惟本发明之特征并不局限于此，并非用以限制本发明，本发明之所有范围应以下述之申请专利范围为准，凡合于本发明申请专利范围之精神与其类似变化之实施例，皆应包括于本发明之范畴中，任何熟悉该项技艺者在本发明之领域内，可轻易思及之变化或修饰皆可涵盖在以下本案之专利范围。