用于改善开关电源的输出电压负载调整率的装置和方法与流程

本公开涉及用于改善开关电源的输出电压负载调整率的技术，更具体地，涉及用于改善非隔离浮地交流-直流(ac-dc)变换器(例如，降压变换器、以及升降压变换器等)的输出电压负载调整率的装置和方法。

背景技术：

开关电源(例如，非隔离型、高集成度且低成本的脉冲宽度调制(pwm)功率开关电源)可以用于诸如小型家电和辅助电源之类的应用场景中所需的电路(例如，离线式降压型电路、以及升降压型电路等)，也可以用于线性电源的替代型电源。在实际应用中，期望这类开关电源能够具有高精度的输出电压。然而，传统的开关电源(例如，传统的非隔离浮地ac-dc变换器)存在输出电压调整不连续、用于控制输出电压负载调整率的电路的建立时间长、并且电路的结构复杂等问题。

技术实现要素：

鉴于以上所述的问题，本公开提供了一种新颖的用于改善开关电源的输出电压负载调整率的装置和方法。

根据本公开的实施例的一方面，提供了一种用于改善开关电源的输出电压负载调整率的装置，包括：采样保持逻辑，用于基于来自所述开关电源中的功率管的脉冲宽度调制(pwm)信号生成采样保持逻辑信号；采样保持电路，用于基于所述采样保持逻辑信号进行采样以生成采样电压；以及电压-电流转换电路，用于基于所述采样电压生成输出偏置电流以馈送到所述开关电源中的分压电路。

在一个示例实施例中，所述采样电压与所述功率管的关断时间成正比，并且所述输出偏置电流与所述采样电压成正比。

在一个示例实施例中，所述采样保持电路包括电容、开关、以及输入偏置电流，其中，所述开关基于所述采样保持逻辑信号进行导通和关断。

在一个示例实施例中，所述采样保持逻辑信号包括第一采样保持逻辑信号、第二采样保持逻辑信号以及第三采样保持逻辑信号，并且所述开关包括第一开关、第二开关以及第三开关，其中，所述第一开关基于所述第一采样保持逻辑信号进行导通和关断，所述第二开关基于所述第二采样保持逻辑信号进行导通和关断，并且所述第三开关基于所述第三采样保持逻辑信号进行导通和关断。

在一个示例实施例中，所述电容包括第一电容和第二电容，并且所述采样电压基于所述输入偏置电流、所述第一电容以及所述功率管的关断时间来计算。

根据本公开的实施例的另一方面，提供了一种用于改善开关电源的输出电压负载调整率的方法，包括：基于来自所述开关电源中的功率管的脉冲宽度调制(pwm)信号生成采样保持逻辑信号；基于所述采样保持逻辑信号进行采样以生成采样电压；以及基于所述采样电压生成输出偏置电流以馈送到所述开关电源中的分压电路。

在一个示例实施例中，所述采样电压与所述功率管的关断时间成正比，并且所述输出偏置电流与所述采样电压成正比。

在一个示例实施例中，所述采样保持逻辑信号包括第一采样保持逻辑信号、第二采样保持逻辑信号以及第三采样保持逻辑信号。

根据本公开的实施例的用于改善开关电源的输出电压负载调整率的装置和方法具有输出电压稳定、用于控制输出电压负载调整率的电路的建立时间短、并且电路的结构简单等优势。

附图说明

从下面结合附图对本公开的具体实施方式的描述中，可以更好地理解本公开，其中：

图1示出了根据本公开的一个实施例的用于改善开关电源的输出电压负载调整率的装置的结构示意图；

图2示出了根据本公开的一个实施例的用于改善开关电源的输出电压负载调整率的装置的示例应用的结构示意图；

图3示出了根据本公开的一个实施例的用于改善开关电源的输出电压负载调整率的装置的示例应用中的相关信号的时序的示意图；

图4示出了根据本公开的一个实施例的用于改善开关电源的输出电压负载调整率的装置的示例应用中的输出电压的示意图；以及

图5示出了根据本公开的一个实施例的用于改善开关电源的输出电压负载调整率的方法的流程示意图。

具体实施方式

下面将参考附图详细描述本公开的各个方面的特征和示例性实施例。示例实现方式能够以多种形式实施，且不应被理解为限于本文阐述的实现方式；相反，提供这些实现方式以使得本公开更全面和完整，并将示例实现方式的构思全面地传达给本领域技术人员。在附图中，为了清晰，可能夸大了区域和组件的尺寸。此外，在附图中，相同的附图标记表示相同或相似的结构，因而将省略它们的详细描述。

此外，所描述的特征、结构、或特性可以以任何合适的方式结合在一个或多个实施例中。在下面的描述中，提供许多具体细节以给出对本公开的实施例的充分理解。然而，本领域技术人员将意识到，可以在没有所述具体细节中的一个或多个的情况下实施本公开的技术方案，或者可以采用其他方法、组件、材料等。在其他情况下，未详细示出或描述公知的结构、材料、或操作，以避免模糊本公开的主要技术创意。

下面结合附图详细描述本公开的示例实施例。

图1示出了根据本公开的一个实施例的用于改善开关电源的输出电压负载调整率的装置100的结构示意图。如图1所示，根据本公开的一个实施例的用于改善开关电源的输出电压负载调整率的装置100可以包括采样保持逻辑101、采样保持电路102、以及电压-电流转换电路103。

采样保持逻辑101可以用于基于来自开关电源中的功率管的脉冲宽度调制(pwm)信号生成采样保持逻辑信号。作为示例，采样保持逻辑信号可以基于来自开关电源中的功率管的栅极的pwm信号来生成。在一个实施例中，采样保持逻辑信号可以包括第一采样保持逻辑信号sq,、第二采样保持逻辑信号sd、以及第三采样保持逻辑信号sc。作为示例，图3示出了开关电源中的功率管的栅极的pwm信号以及由采样保持逻辑101生成的采样保持逻辑信号sq、sd和sc的时序，其中toff_min表示开关电源中的功率管的最小关断时间。在一个实施例中，开关电源可以是非隔离浮地交流-直流(ac-dc)变换器(例如，降压变换器、以及升降压变换器等)。在一个实施例中，开关电源中的功率管可以是n沟道型金属氧化物半导体场效应(mos)晶体管。

采样保持电路102可以用于基于由采样保持逻辑101生成的采样保持逻辑信号进行采样以生成采样电压。在一个实施例中，采样保持电路102可以包括电容、开关、以及输入偏置电流，其中，开关可以基于采样保持逻辑信号进行导通和关断。作为示例，开关可以包括第一开关、第二开关以及第三开关，其中，第一开关可以基于第一采样保持逻辑信号sq进行导通和关断，第二开关可以基于第二采样保持逻辑信号sd进行导通和关断，并且第三开关可以基于第三采样保持逻辑信号sc进行导通和关断。作为示例，电容可以包括第一电容和第二电容，并且采样电压可以基于输入偏置电流、第一电容以及功率管的关断时间toff来计算，其中，采样电压与功率管的关断时间toff成正比。

电压-电流转换电路103可以用于基于由采样保持电路102生成的采样电压生成输出偏置电流，以馈送到开关电源中的分压电路。由电压-电流转换电路103生成的输出偏置电流与由采样保持电路102生成的采样电压成正比。如前所述，因为由采样保持电路102生成的采样电压与功率管的关断时间toff成正比，因此，由电压-电流转换电路103生成的输出偏置电流与功率管的关断时间toff成正比。

下面结合图2通过应用示例来更详细地示出和描述如图1所示的用于改善开关电源的输出电压负载调整率的装置100。具体地，图2示出了如图1所示的根据本公开的一个实施例的用于改善开关电源的输出电压负载调整率的装置100应用于非隔离浮地ac-dc降压变换器的结构示意图200。

如图2所示，输入的交流电压可以通过非隔离浮地ac-dc降压变换器的整流和滤波电路210(例如，整流桥)来进行整流和滤波以转换为直流电压vin_hv。在一个实施例中，整流和滤波电路210可以包括保险丝、整流二极管、以及滤波电容，用于对输入的交流电进行整流和滤波。作为示例，如图2所示，整流和滤波电路210可以包括保险丝、第一整流二极管、第二整流二极管、第三整流二极管、第四整流二极管以及滤波电容cin。第一整流二极管和第三整流二极管可以串联形成第一串联电路，第二整流二极管和第四整流二极管可以串联形成第二串联电路，第一串联电路、第二串联电路、以及滤波电容cin可以相互并联。

整流和滤波电路210的第一输入端可以连接至交流电源ac的正极、并且可以经由保险丝连接至第一整流二极管和第三整流二极管的公共端，整流和滤波电路210的第二输入端可以连接至交流电源ac的负极、并且可以连接至第二整流二极管和第四整流二极管的公共端。整流和滤波电路210的输出端可以连接至第一整流二极管和第二整流二极管的负极以及滤波电容cin的第一端，第三整流二极管和第四整流二极管的正极以及滤波电容cin的第二端可以接地。

应该理解的是，尽管图2示出了非隔离浮地ac-dc降压变换器的整流和滤波电路210可以包括四个整流二极管，但在其他实施例中，整流和滤波电路210可以包括任意适当数量的整流二极管(例如，两个整流二极管)。此外，整流和滤波电路210的保险丝也可以用保险丝电阻或绕线电阻或电感代替。也就是说，图2中所示的整流和滤波电路210仅是作为示例以便于解释和说明。本发明对于用于改善开关电源的输出电压负载调整率的装置100能够应用于的非隔离浮地ac-dc降压变换器的整流和滤波电路210的具体组件和连接不进行限制，只要整流和滤波电路210能够起到对输入的交流电进行整流和滤波的作用即可。

直流电压vin_hv可以通过非隔离浮地ac-dc降压变换器的控制器220处理后生成调整电压vdd。作为示例，如图2所示，控制器220可以包括高压启动电路、分压电路(包括vdd反馈分压电阻串，包括串联的电阻rfb1、rfb2和rfb3)、比较器、rs触发器、驱动电路、以及功率管mn0。比较器的反相输入端(如图2中所示的“－”输入端)可以连接分压电路的vdd反馈分压电阻串的电阻rfb2和rfb3的公共端(电压为vfb)，比较器的正相输入端(如图2中所示的“+”输入端)可以输入参考电压vref。当比较器的“－”输入端的输入电压vfb小于比较器的“+”输入端的参考电压vref时，rs触发器置位，功率管mn0导通，电感l的电流增加；当电感l的电流达到峰值电流ipeak时，rs触发器复位，功率管mn0关断，电感l的电流下降，如此循环反复。

控制器220生成的icg信号(控制器220的芯片基准地信号，由分压电路的vdd反馈分压电阻串的电阻rfb1与功率管mn0的源极的公共端引出)经非隔离浮地ac-dc降压变换器的降压电路230的lc滤波器(包括电感l和电容cout)滤波后生成输出电压vout，其中，输出电压vout取决于调整电压vdd(例如，输出电压vout与调整电压vdd正相关)。如图2所示，降压电路230还可以包括续流二极管d1、充电二极管d2、稳压电容c0、以及负载电阻rload。类似地，本发明对于用于改善开关电源的输出电压负载调整率的装置100能够应用于的非隔离浮地ac-dc降压变换器的控制器220和降压电路230的具体组件和连接也不进行限制。

输出电压vout随负载电阻rload的增大而增大，即输出电压vout随负载电流iload的减小而增大，也就是说，输出电压vout与负载电流iload成反比。因此，输出电压vout会随负载变化而变化，使得输出电压负载调整率不理想。非隔离浮地ac-dc变换器的传统的用于控制输出电压负载调整率的电路例如通过直接检测负载电流iload来确定是否对输出电压vout进行相应补偿。例如，如果检测到负载电流iload减小，则说明输出电压vout随负载电流减小而增大，因此为了保持输出电压稳定，需要对输出电压vout进行相应补偿，使得输出电压vout减小输出电压vout随负载电流减小而增大的部分。然而，直接检测负载电流iload比较复杂，并且采用直接检测负载电流iload的方式的这类传统的用于控制输出电压负载调整率的电路的建立时间长、并且电路的结构复杂。

根据本公开的一个实施例的用于改善开关电源的输出电压负载调整率的装置100无需直接检测负载电流iload就可以实现对输出电压vout随负载的变化进行补偿，具有输出电压稳定、用于控制输出电压负载调整率的电路的建立时间短、并且电路的结构简单等优势。下面结合图2来进行详细描述。

当非隔离浮地ac-dc降压变换器工作于断续模式(dcm)时，由电感伏秒平衡可以得到如下等式：其中f为功率管mn0的pwm信号的频率，iload为经过负载电阻rload的负载电流，ipeak为负载电流iload的峰值电流阈值，vout为输出电压，l为降压电路230的lc滤波器中的电感，vin_hv为输入的直流电压。此外，功率管mn0的pwm信号的频率f还满足如下等式：其中tper为功率管mn0的pwm信号的周期，ton为功率管mn0的导通时间，toff为功率管mn0的关断时间。由于vin_hv＞＞vout并且toff>>ton，简化以上两个等式可以得到：因此，可以看出，当ipeak、vout与l固定时，1/tper和1/toff均与iload成正比，即功率管mn0的pwm信号的周期tper和功率管mn0的关断时间toff均与iload成反比。因此，可以通过采样pwm信号的周期tper或者功率管mn0的的关断时间toff，来计算得到负载电流iload，而无需直接检测负载电流iload，其中，负载电流iload与功率管mn0的关断时间toff成反比。

如图2所示，根据本公开的一个实施例的用于改善开关电源的输出电压负载调整率的装置100可以被包括在非隔离浮地ac-dc降压变换器的控制器220中，并且可以包括采样保持逻辑101、采样保持电路102、以及电压-电流转换电路103。

采样保持逻辑101可以用于基于来自非隔离浮地ac-dc降压变换器的控制器220中的功率管mn0的pwm信号生成采样保持逻辑信号。作为示例，采样保持逻辑信号可以基于来自功率管mn0的栅极的pwm信号来生成。在一个实施例中，采样保持逻辑信号可以包括第一采样保持逻辑信号sq,、第二采样保持逻辑信号sd、以及第三采样保持逻辑信号sc。作为示例，图3示出了功率管mn0的栅极的pwm信号以及由采样保持逻辑101生成的采样保持逻辑信号sq、sd和sc的时序，其中toff_min表示功率管mn0的最小关断时间。在一个实施例中，功率管mn0可以是n沟道型金属氧化物半导体场效应(mos)晶体管。

采样保持电路102可以用于基于由采样保持逻辑101生成的采样保持逻辑信号进行采样以生成采样电压vc2。在一个实施例中，如图2所示，采样保持电路102可以包括电容、开关、以及输入偏置电流ib，其中，开关可以基于采样保持逻辑信号进行导通和关断。作为示例，如图2所示，开关可以包括第一开关、第二开关以及第三开关，其中，第一开关可以基于第一采样保持逻辑信号sq进行导通和关断，第二开关可以基于第二采样保持逻辑信号sd进行导通和关断，并且第三开关可以基于第三采样保持逻辑信号sc进行导通和关断。作为示例，如图2所示，电容可以包括第一电容c1和第二电容c2，并且采样电压vc2可以基于输入偏置电流ib、第一电容c1以及功率管mn0的关断时间toff来计算，具体地，因此，采样电压vc2与功率管mn0的关断时间toff成正比。图3示出了采样电压vc2以及电压vc1(第一开关、第二开关、第三开关以及电容c1的公共端的电压)的时序。

电压-电流转换电路103可以用于基于由采样保持电路102生成的采样电压vc2生成输出偏置电流ibfb，以馈送到非隔离浮地ac-dc降压变换器的中的分压电路。由电压-电流转换电路103生成的输出偏置电流ibfb与由采样保持电路102生成的采样电压vc2成正比，具体地，ibfb＝vc2/rb。如前所述，因为由采样保持电路102生成的采样电压vc2与功率管mn0的关断时间toff成正比，因此，由电压-电流转换电路103生成的输出偏置电流ibfb与功率管mn0的关断时间toff成正比。此外，调整电压vdd满足以下等式：因此，随着功率管mn0的关断时间toff增加，输出偏置电流ibfb增大，调整电压vdd降低，即功率管mn0的关断时间toff与调整电压vdd成反比。而如前所述，负载电流iload与功率管mn0的关断时间toff成反比，因此，负载电流iload与调整电压vdd成正比。

因此，根据本公开的一个实施例的用于改善开关电源的输出电压负载调整率的装置100可以将功率管mn0的关断时间toff转换为输出偏置电流ibfb，再将该输出偏置电流ibfb反馈到非隔离浮地ac-dc降压变换器的中的分压电路的vdd反馈分压电阻串，从而可以对调整电压vdd进行调节(功率管mn0的关断时间toff与调整电压vdd成反比)，进而可以调节输出电压vout(因为如前所述，输出电压vout取决于调整电压vdd，例如，输出电压vout与调整电压vdd正相关)。如前所述，由于负载电流iload与功率管mn0的关断时间toff成反比，且功率管mn0的关断时间toff与调整电压vdd成反比，因此负载电流iload与调整电压vdd成正比。因此，当输出电压vout随负载电流iload的减小而增大时，调整电压vdd随负载电流iload的减小而减小，从而使得输出电压vout减小(因为如前所述，输出电压vout取决于调整电压vdd，例如，输出电压vout与调整电压vdd正相关)，由此能够补偿输出电压vout随负载的变化(即，补偿输出电压vout随负载电流iload的减小而增大的部分)。假设降压电路230中的续流二极管d1和充电二极管d2在负载电阻rload变化时有相同的压降，则根据本公开的一个实施例的用于改善开关电源的输出电压负载调整率的装置100能够完全补偿输出电压vout随负载的变化，从而改善非隔离浮地ac-dc降压变换器的输出电压负载调整率。

需要说明的是，为了便于解释和描述，图2示出了根据本公开的一个实施例的用于改善开关电源的输出电压负载调整率的装置100应用于非隔离浮地ac-dc降压变换器的示例应用的结构示意图，可以理解的是这仅是示例性的而并非是限制性的，并且根据本公开的一个实施例的用于改善开关电源的输出电压负载调整率的装置100同样可以应用于其他开关电源，例如非隔离浮地ac-dc升降压变换器等。

图4示出了根据本公开的一个实施例的用于改善开关电源的输出电压负载调整率的装置100应用于非隔离浮地ac-dc降压变换器的示例应用中的输出电压的示意图。如图4所示，虚线表示非隔离浮地ac-dc降压变换器中并未应用根据本公开的实施例的用于改善输出电压负载调整率的装置对输出电压进行补偿(即对输出电压无补偿，下文及图4中简称为无补偿)的情况，实线表示非隔离浮地ac-dc降压变换器中应用了根据本公开的实施例的用于改善输出电压负载调整率的装置对输出电压进行补偿(即对输出电压有补偿，下文及图4中简称为有补偿)的情况。结合图4可以看出，在无补偿的情况下，随着负载电流iload的变化，调整电压vdd恒定不变，而输出电压vout随负载电流iload的减小而增大，因而使得输出电压负载调整率不理想。而在有补偿的情况下，随着负载电流iload的变化，调整电压vdd随负载电流iload的减小而减小，因而可以对无补偿情况下将随负载电流iload的减小而增大的输出电压vout进行补偿(因为如前所述，输出电压vout取决于调整电压vdd，例如，输出电压vout与调整电压vdd正相关)，使得输出电压vout不随负载电流iload而变化，即输出电压vout可以保持恒定不变。因此，结合图4可以看出，在应用了根据本公开的实施例的用于改善开关电源的输出电压负载调整率的装置的情况下，输出电压稳定，能够在轻负载(即，负载相对较小)时降低调整电压(如调整电压vdd)，从而有效改善全负载范围内的输出电压负载调整率。此外，根据本公开的实施例的用于改善开关电源的输出电压负载调整率的装置还具有用于控制输出电压负载调整率的电路的建立时间短、并且电路的结构简单等优势。

图5示出了根据本公开的一个实施例的用于改善开关电源的输出电压负载调整率的方法的流程示意图。如图5所示，在步骤501中，基于来自开关电源中的功率管的pwm信号生成采样保持逻辑信号。作为示例，采样保持逻辑信号可以基于来自开关电源中的功率管的栅极的pwm信号来生成。在一个实施例中，采样保持逻辑信号可以包括第一采样保持逻辑信号sq,、第二采样保持逻辑信号sd、以及第三采样保持逻辑信号sc。作为示例，图3示出了开关电源中的功率管的栅极的pwm信号以及采样保持逻辑信号sq、sd和sc的时序，其中toff_min表示开关电源中的功率管的最小关断时间。在一个实施例中，开关电源可以是非隔离浮地交流-直流(ac-dc)变换器(例如，降压变换器、以及升降压变换器等)。在一个实施例中，开关电源中的功率管可以是n沟道型金属氧化物半导体场效应(mos)晶体管。

在步骤502中，基于采样保持逻辑信号进行采样以生成采样电压。采样电压与功率管的关断时间toff成正比。

在步骤503中，基于采样电压生成输出偏置电流以馈送到开关电源中的分压电路。输出偏置电流与采样电压成正比。如前所述，因为采样电压与功率管的关断时间toff成正比，因此，输出偏置电流与功率管的关断时间toff成正比。根据本公开的一个实施例的用于改善开关电源的输出电压负载调整率的方法对应于如上结合图1-图4所详细描述的根据本公开的一个实施例的用于改善开关电源的输出电压负载调整率的装置，为了简洁起见，将不再重复赘述某些细节。

因此，根据本公开的一个实施例的用于改善开关电源的输出电压负载调整率的方法可以将功率管的关断时间toff转换为输出偏置电流，再将该输出偏置电流反馈到开关电源中的分压电路的调整电压(例如，如上结合图2所述的调整电压vdd)反馈分压电阻串，从而可以对调整电压进行调节(功率管的关断时间toff与调整电压成反比)，进而可以调节输出电压(例如，如上结合图2所述的输出电压vout)。如前所述，由于负载电流(例如，如上结合图2所述的负载电流iload)与功率管的关断时间toff成反比，且功率管的关断时间toff与调整电压成反比，因此负载电流与调整电压成正比。因此，当输出电压随负载电流的减小而增大时，调整电压随负载电流的减小而减小，从而使得输出电压减小(因为如前所述，输出电压取决于调整电压，例如，输出电压与调整电压正相关)，由此能够补偿输出电压随负载的变化(即，补偿输出电压随负载电流的减小而增大的部分)，从而改善开关电源的输出电压负载调整率。

本公开可以以其他的具体形式实现，而不脱离其精神和本质特征。因此，当前的实施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本公开的范围由所附权利要求而非上述描述定义，并且，落入权利要求的含义和等同物的范围内的全部改变从而都被包括在本公开的范围之中。