功率变换器及其控制方法与流程

1.本发明涉及功率变换技术领域，更具体地，涉及一种功率变换器及其控制方法。


背景技术：

2.在电子系统中已经广泛地使用功率变换器，用于产生内部电路模块或者负载所需的工作电压和电流。功率变换器包括dc/dc变换器和ac/dc变换器，ac/dc变换器用于将交流电压转换为一恒定的直流电信号(例如直流电压或者直流电流)。ac/dc变换器通常包括一整流桥，以将外部交流电压转换为一正弦半波直流输入电压来提供给后续变换电路。在ac/dc变换器中，功率因数校正(power factor correction，pfc)技术可以减小对交流电网的谐波影响，提高输入功率因数(power factor，pf)，因此得到了广泛的应用。
3.ac/dc变换器中，由于瞬时输入功率是脉动的，而输出功率是恒定的，因此需要储能电容来匹配瞬时输入输出功率的不平衡。该电容一般选用电解电容，但是电解电容的寿命较短，是影响电源使用寿命的主要元件。而其它类型的电容(例如薄膜电容或陶瓷电容)的耐压值和容值一般较小，无法简单替代电解电容。其它的无电解电容的ac/dc功率变换方案中，采用向输入电流注入谐波的方法，虽然可以实现无电解电容化，但是降低了电路的功率因数。因此研究如何利用其它类型的小容量电容代替ac/dc功率变换器中的电解电容，对提高用电质量，延长电源的使用寿命具有重要意义。


技术实现要素：

4.鉴于上述问题，本发明的目的在于提供一种功率变换器及其控制方法，能够减小储能电容的电容值，提高电源功率密度和寿命。
5.根据本发明实施例的一方面，提供了一种功率变换器，包括：整流桥，用于对交流输入电压整流生成整流电压和公共电压，所述整流电压由所述整流桥的第一输出端提供，所述公共电压由所述整流桥的第二输出端提供，且所述整流电压与所述公共电压之间的电压差大于/等于零；储能电容，连接于所述整流桥的第一输出端和参考地电位之间；以及电容接入控制电路，用于根据所述整流电压导通和关断所述储能电容对所述第一输出端的电流路径，其中，所述整流电压具有输出周期且在每个所述输出周期中具有先递增再递减的线性变化趋势，所述电容接入控制电路在所述整流电压达到峰值的情况下关断所述电流路径，并在所述电压差小于/等于预设压差的情况下开启所述电流路径。
6.可选的，所述电容接入控制电路在所述电压差大于所述预设压差的情况下保持所述电流路径被关断。
7.可选的，所述功率变换器还包括路径控制开关，所述路径控制开关与所述储能电容串联连接在所述整流桥的第二输出端和第一输出端之间，且所述路径控制开关的寄生二极管的导通方向与所述储能电容对所述第一输出端的充电电流方向相反，所述电容接入控制电路通过控制所述路径控制开关的导通和关断来控制所述电流路径的导通和关断。
8.可选的，每个所述输出周期包括峰值检测阶段和位于所述峰值检测阶段后的压差
检测阶段，所述电容接入控制电路包括：峰值检测模块，被配置为在每个所述输出周期的所述峰值检测阶段检测所述整流电压的峰值，并根据检测结果生成第一指示信号，所述第一指示信号用于控制所述路径控制开关的关断时刻；压差检测模块，被配置为在每个所述输出周期的压差检测阶段检测所述电压差，以便于在所述电压差小于/等于所述预设压差的情况下生成第二指示信号，所述第二指示信号用于控制所述路径控制开关的导通时刻；以及驱动模块，用于根据所述第一指示信号和所述第二指示信号生成控制信号，所述控制信号用于控制所述路径控制开关的导通和关断。
9.可选的，每个输出周期的峰值检测阶段包括多个连续的采样周期，所述峰值检测模块被配置为：在当前采样周期检测到的所述整流电压小于/等于相邻的前一采样周期检测到的所述整流电压的情况下，判定当前采样周期检测到的所述整流电压为所述整流电压在该输出周期内的峰值，并生成所述第一指示信号以便于所述路径控制开关被所述驱动模块关断。
10.可选的，所述峰值检测模块包括：第一开关；第一比较器，正相输入端经所述第一开关接收所述整流电压的第一采样电压，反相输入端连接至第一存储电容的第一端，所述第一存储电容用于存储第一参考电压，输出端用于输出所述第一指示信号；以及连接于所述第一比较器的输出端和反相输入端之间的第二开关。
11.可选的，所述峰值检测阶段包括至少一个连续的第一时间段和第二时间段，在第一时间段内，所述第一开关闭合，所述第二开关断开，所述第一比较器在开环方式下工作，且比较所述第一采样电压和所述第一参考电压，在第二时间段内，所述第一开关和所述第二开关均闭合，所述第一比较器在闭环方式下工作，且根据所述第一采样电压更新所述第一参考电压。
12.可选的，所述压差检测模块包括：第三开关；第四开关，第一输入端与所述第三开关连接以接收所述公共电压的第二采样电压，第二输入端接收预设参考值；运算单元，其第一输入端连接至所述第一存储电容的第一端，第二输入端连接至所述第四开关的输出端；第二比较器，正相输入端连接至所述运算单元的输出端，反相输入端连接至第二存储电容，输出端用于输出所述第二指示信号；以及连接于所述第二比较器的输出端和反相输入端之间的第五开关。
13.可选的，所述压差检测阶段包括至少一个连续的第三时间段和第四时间段，在第三时间段内，所述第三开关断开，所述第四开关接通第二输入端和输出端，所述第五开关闭合，由所述运算单元计算得到所述第一存储电容的第一参考电压与所述预设参考值的差，所述第二比较器在闭环方式下工作，且将所述第一参考电压与所述预设参考值的差存储于所述第二存储电容，在第四时间段内，所述第三开关闭合，所述第四开关接通第一输入端和输出端，所述第五开关断开，所述第二比较器在开环方式下工作，且比较所述第二采样电压和所述第一参考电压与所述预设参考值的差。
14.根据本发明实施例的另一方面，提供了一种功率变换器的控制方法，所述功率变换器包括储能电容和整流桥，所述储能电容连接在整流桥的第一输出端和参考地电位之间，所述控制方法包括：对交流输入电压整流生成整流电压和公共电压，所述整流电压与所述公共电压之间的电压差大于/等于零，所述整流电压具有输出周期且在每个所述输出周期中具有先递增再递减的线性变化趋势；以及根据所述整流电压导通和关断所述储能电容
对所述第一输出端的电流路径，以在所述整流电压达到峰值的情况下关断所述电流路径，并在所述电压差小于/等于所述预设压差的情况下开启所述电流路径。
15.可选的，所述控制方法还包括：在所述电压差大于所述预设压差的情况下保持所述电流路径被关断。
16.可选的，所述根据所述整流电压导通和关断所述储能电容对所述第一输出端的电流路径包括：设置路径控制开关，所述路径控制开关与所述储能电容串联连接在所述整流桥的第二输出端和第一输出端之间，且所述路径控制开关的寄生二极管的导通方向与所述储能电容对所述第一输出端的充电电流方向相反；以及根据所述整流电压控制所述路径控制开关的导通和关断来控制所述电流路径的导通和关断。
17.可选的，每个所述输出周期包括峰值检测阶段和位于所述峰值检测阶段后的压差检测阶段，所述根据所述整流电压控制所述路径控制开关的导通和关断包括：在每个所述输出周期的所述峰值检测阶段检测所述整流电压的峰值，并根据检测结果生成第一指示信号，所述第一指示信号用于控制所述路径控制开关的关断时刻；在每个所述输出周期的压差检测阶段检测所述电压差，以便于在所述电压差小于/等于所述预设压差的情况下生成第二指示信号，所述第二指示信号用于控制所述路径控制开关的导通时刻；以及根据所述第一指示信号和所述第二指示信号生成控制信号，所述控制信号用于控制所述路径控制开关的导通和关断。
18.可选的，每个输出周期的峰值检测阶段包括多个连续的采样周期，所述在每个所述输出周期的所述峰值检测阶段检测所述整流电压的峰值包括：在当前采样周期检测到的所述整流电压小于/等于相邻的前一采样周期检测到的所述整流电压的情况下，判定当前采样周期检测到的所述整流电压为所述整流电压在该输出周期内的峰值，并生成所述第一指示信号以便于所述路径控制开关被关断。
19.可选的，所述峰值检测阶段包括至少一个连续的第一时间段和第二时间段，所述在每个所述输出周期的所述峰值检测阶段检测所述整流电压的峰值还包括：在所述第一时间段内将当前采样周期检测到的整流电压的第一采样电压与存储的第一参考电压进行比较，若所述第一采样电压小于/等于所述第一参考电压，则判定当前采样周期检测到的所述整流电压为所述整流电压在该输出周期内的峰值；以及在所述第二时间段内根据所述第一采样电压更新存储的所述第一参考电压。
20.可选的，所述压差检测阶段包括至少一个连续的第三时间段和第四时间段，所述在每个所述输出周期的压差检测阶段检测所述电压差，以便于在所述电压差小于/等于所述预设压差的情况下生成第二指示信号包括：在所述第三时间段内计算并存储所述存储的第一参考电压与预设参考值的电压差；在所述第四时间段内比较所述公共电压的第二采样电压和所述第一参考电压与所述预设参考值的差，若所述第二采样电压小于/等于所述电压差，则生成所述第二指示信号。
21.本发明实施例的功率变换器在整流电压达到峰值的情况下断开储能电容，并在整流电压跌落到预设值的情况下再次接通储能电容，可使得储能电容一直保持在最高储能并仅在需要的情况下才接入储能电容进行放电，从而可以减少储能电容的使用，将相同电压定额的储能电容的容值大大减小，可以采用薄膜电容或瓷片电容等小容量长寿命的电容，克服了使用电解电容作为储能电容而存在体积大和使用寿命短的缺陷，具有显著提高电源
功率密度和延长变换器寿命等优点。
附图说明
22.通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
23.图1示出传统的ac/dc功率变换器的示意性电路图；
24.图2示出传统的ac/dc功率变换器在恒功率输出时的电压电流波形图；
25.图3a和图3b中分别示出了相同功率电容比不同交流电电压时储能电容电压-半余弦波电压的波形图；
26.图4示出根据本发明实施例的一种ac/dc功率变换器的示意性电路图；
27.图5示出本发明实施例的ac/dc功率变换器工作时的示意性波形图；
28.图6示出了图4中的电容接入控制电路的一个具体电路图；
29.图7示出了图6中的供电模块的一种示意性电路图；
30.图8示出了图6中的峰值检测模块的一种示意性电路图；
31.图9示出了图6中的压差检测模块的一种示意性电路图。
具体实施方式
32.以下将参照附图更详细地描述本发明的各种实施例。在各个附图中，相同的元件采用相同或类似的附图标记来表示。为了清楚起见，附图中的各个部分没有按比例绘制。此外，可能未示出某些公知的部分。
33.应当理解，在以下的描述中，“电路”可包括单个或多个组合的硬件电路、可编程电路、状态机电路和/或能存储由可编程电路执行的指令的元件。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以直接耦合或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦合到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
34.在本技术的上下文中，当晶体管处于“断开(off)状态”或“断开”时，晶体管阻挡电流和/或基本不传导电流。相反，当晶体管从处于“导通(on)状态”或“导通”时，晶体管能够显著地传导电流。举例来说，在一个实施例中，高压晶体管包括n沟道金属氧化物半导体(nmos)场效应晶体管(fet)，其中高压被提供在晶体管的第一端子(即漏极)和第二端子(即源极)之间。在一些实施例中，当调节提供到负载的能量时，可以使用集成控制器电路来驱动功率开关。另外，出于本公开内容的目的，本技术中的“接地”或“接地电势”是指如下参考电压或电势，相对于参考电压或电势来定义或测量电子电路或集成电路(ic)的所有其他电压或电势。
35.本发明可以各种形式呈现，以下将描述其中一些示例。
36.图1和图2分别示出传统的ac/dc功率变换器的示意性电路图及其在恒功率输出时的电压电流波形图。如图1所示，功率变换器100包括整流桥b1、储能电容cs、pfc变换器101和dc/dc变换器102。其中，整流桥b1用于将交流电压vac转换成馒头波的整流电压vrec。pfc变换器101和dc/dc变换器102将整流电压vrec转换为直流输出电压vout为负载200供电，实现电路的功率因数校正的功能。现在不关注pfc变换器101和dc/dc变换器102内部的拓扑和
控制方式，将其看做“黑匣子”来研究储能电容cs的纹波电压与电容容值的关系。
37.参见图2，图2中分别示出了整流输出的正弦半波、储能电容上的电压以及电流的波形。为了方便分析，假设图1中的所有器件均为理想元件，图2中的所有波形都是理想化的，没有考虑寄生参数的影响，以余弦表达方便计算。其中，v
p
、v
m-αm、和v
m-αm分别是半余弦波的峰值电压、从交流电源供电转为储能电容供电时的电压-角(对应一个时刻)和重现由交流电源供电时的电压-角(对应一个时刻)。如图2所示，由电容给恒定功率负载供电时电容电压的变化曲线为抛物线，α时刻电容电压vc和半余弦波电压vh分别通过以下公式表示：
[0038]vc
＝[-2
×
p
×
(t－t0)/c]
0.5
(1)
[0039]vh
＝v
p
×
cosωt(2)
[0040]
其中，ωt是交流电压的角频率，t为时间(图2中横轴为表达为对应交流电余弦波弧度相角的时间)，p为输出功率，c为储能电容的容值，t0在上述抛物线上开始放电的时刻。在电容给恒定功率负载供电时电容电压的变化曲线与整流输出的正弦半波的相切处两条曲线的斜率相等，幅度相等，假设t＝p/c，由此可以根据公式(1)得到公式(3)：
[0041]vc
＝[-2
×
t
×
(t－t0)]
0.5
(3)
[0042]
在确定余弦波的幅度和频率条件下，t和时间t0的关系被明确约束，由此可以得到公式(4)和公式(5)：
[0043]vp
×
cosωt＝[-2
×
t
×
(t－t0)]
0.5
(4)
[0044]vp
×
ω
×
sinωt＝t
×
[-2
×
t
×
(t－t0)]
0.5
(5)
[0045]
记δ＝t-t0，合并公式(4)和公式(5)，由此可以得到公式(6)和其抛物线更靠右的公式(7)，即满足斜率和幅度关系的δ值，其另一个解是利用平方和合并公式(4)和公式(5)时引入的共轭切线，如图2中示出的那样。
[0046][0047][0048]
其中，δ是时刻t到时刻t0的差，更大的|δ|值意味着抛物线顶点向右更远离坐标原点。将上式代入公式(4)，即可得到该点的半波余弦电压公式(8)、对应的时刻的余弦波相角公式(9)和顶点坐标t0的解，即确定了电容电压抛物线的顶点：
[0049]vp
×
cosωtm＝(-2
×
t
×
δ
解
)
0.5
＝vm(8)
[0050][0051]
t0＝t
m-δ
解
(10)
[0052]
此外，vm是直流稳压电路要求的电压，可以进一步利用vm来确定对应的第二个半余弦波确认vm对应的时刻来推导满足该要求的抛物线。
[0053][0054]
确定tm后，进一步利用公式(3)(其进一步引用公式(10)、公式(9)和公式(7))来推定在给定的v
p
和ω时满足条件的t。约束其关系的上述公式合并后的形式如下所示：
[0055][0056]
其中，公式(12)是一个超越函数，没有显式解，需要采用数值方式求解。
[0057]
图3a和图3b中分别示出了相同功率电容比不同交流电电压时储能电容电压-半余弦波电压的波形图。图3a和图3b中的横轴为表达到对应交流电余弦波弧度相角的时间，纵轴为归一到交流电波峰值的电压，波形分别为交流电从一个峰值电压开始的的1/4余弦波形、后续的另外1/4波形以及与余弦波相切的电容恒功率放电抛物线的波形，取整流输出峰值电压分别是140v和200v，频率为50hz，t取2,000,000(即单位功率配置为0.5μf/w)。结合上述波形可知，相同功率-电容配置时，频率越低、电压越低时储能电容的电压跌落越大。即，需要的储能电容容量与整流输出峰值电压成反比，整流输出峰值电压越低，所需的储能电容的电容值越大；储能电容的电容值与输出功率成正比，输出功率越大，所需要的储能电容的电容值越大。结合实际需要，选择可以满足全球供电条件中的最低电压规格，即整流输出峰值电压为141v、频率为50hz、最低工作电压为40v时，可以得到满足条件的t为1,660,000，单位功率电容配置为0.6μf/w。
[0058]
图4示出根据本发明实施例的一种ac/dc功率变换器的示意性电路图。如图4所示，功率变换器300包括整流桥b1、储能电容cs、路径控制开关m、电容接入控制电路301以及dc/dc变换器302。交流输入电压vac连接到整流桥b1，整流桥b1将正负交替的交流输入电压vac整流成单一电压极性方向的一连串正弦波半波，生成整流电压vrec和公共电压vcom，所述整流电压vrec由所述整流桥b1的第一输出端提供，所述公共电压vcom由所述整流桥b1的第二输出端提供，且所述整流电压vrec与所述公共电压vcom之间的电压差大于/等于零。dc/dc变换器302用来将整流电压vrec调节成所需要的直流输出电压以便合适地驱动负载200。
[0059]
需要说明的是，dc/dc变换器302可以通过多种结构实现，包括但不限于降压型、升压型、升降压型、非逆变升降压型、正激型、反激型等拓扑结构，本发明实施例对此不作限制。
[0060]
储能电容cs的第一端与整流桥b1的第一输出端连接，第二端经由路径控制开关m与整流桥b1的第二输出端连接，路径控制开关m的寄生二极管的导通方向与所述储能电容对所述第一输出端的充电电流方向相反，二者的公共节点与参考地电位连接。所述电容接入控制电路301连接到所述整流桥b1的两个输出端之间，并且响应于整流电压vrec的电压值来提供控制信号drv，用来切换所述路径控制开关m，以导通或关断所述储能电容cs对整流桥b1的第一输出端的电流路径。
[0061]
其中，如上图示出那样，整流电压vrec在每个输出周期中具有先递增再递减的线性变化趋势，所述电容接入控制电路在整流电压vrec达到峰值的情况下断开储能电容cs，并在整流电压vrec与公共电压vcom之间的电压差小于/等于预设压差的情况下再次接入储能电容cs。换言之，本发明实施例的功率变换器可使得储能电容cs一直保持在最高储能并仅在需要的情况下才接入储能电容cs进行放电，从而可以减少储能电容cs的使用，将相同电压定额的储能电容cs的容值大大减小，可以采用薄膜电容或瓷片电容等小容量长寿命的电容，克服了使用电解电容作为储能电容而存在体积大和使用寿命短的缺陷，具有显著提
高电源功率密度和延长变换器寿命等优点。
[0062]
图5示出本发明实施例的ac/dc功率变换器工作时的示意性波形图。在图5中，横轴为表达到对应交流电余弦波弧度相角的时间，纵轴为归一到交流电波峰值的电压，波形分别为交流电从一个峰值电压开始的的1/4余弦波形、后续的另外1/4波形以及与余弦波相切的电容恒功率放电抛物线的波形。如图5所示，根据本实施例的ac/dc功率变换器，当整流电压处于波形的峰值时，断开储能电容cs，将储能电容cs保持在最高储能。当整流电压降低到最低允许电压时，再重新接入储能电容cs，由储能电容cs进行放电，直到整流电压的下一个1/4波形增大到最低允许电压时，再由整流电压对储能电容cs进行充电储能。以上述关系，仍然使用之前的符号，根据以下公式(13)计算满足上述条件的最小功率电容比和单位功率的电容配置：
[0063][0064]
公式(13)中的符号与上述实施例的一致，在此不再说明，经过计算可以得到t为4,991,650，单位功率的电容配置为0.2μf/w，约为现有技术的1/3，因此可以大大减小储能电容的容置。
[0065]
图6示出了图4中的电容接入控制电路301的一个具体电路图，图7至图9分别示出了图6中的电容接入控制电路中的各个模块的一种实现方式。
[0066]
如图6所示，电容接入控制电路301包括供电模块310、峰值检测模块320、压差检测模块330、驱动模块340以及时序控制模块350。
[0067]
其中，供电模块310用于在峰值检测模块320和压差检测模块330均处于关闭的情况下根据整流电压vrec和公共电压vcom与参考地电位之间的压差得到供电电压vdd，来对后级电路进行供电。
[0068]
参考图7，供电模块310包括电阻rr和rc、二极管d1和d2、电容c1以及稳压二极管zd。电阻rr的一端与整流电压vrec连接，另一端与二极管d1的阳极连接，二极管d1的阴极与电容c1的一端连接，电容c1的另一端接地。电阻rc的一端与公共电压vcom连接，另一端与二极管d2的阳极连接，二极管d2的阴极与电容c1的一端连接。稳压二极管zd的阴极与电容c1的一端连接，阳极接地。当峰值检测模块320和压差检测模块330均处于关闭时，整流电压vrec和公共电压vcom根据其与参考地电位的关系对电容c1进行充电，稳压二极管zd用来限制电容c1上的最高电压。
[0069]
峰值检测模块320接收第一时序信号p1和第二时序信号p2，其在第一时序信号p1和第二时序信号p2的控制下在每个输出周期的峰值检测阶段检测整流电压vrec的峰值，根据检测结果生成第一指示信号voff，所述第一指示信号voff用来控制路径控制开关m的关断时刻。此外，峰值检测模块320还将当时的整流电压vrec保存下来供检测整流电压vrec和公共电压vcom的电压差时使用。
[0070]
参考图8，峰值检测模块320包括开关k1和k2、比较器u1以及存储电容c2。开关k1连接在电阻rr和电阻rp之间，电阻rp远离开关k1的一端接地。比较器u1的正相输入端与开关k1和电阻rp的中间节点连接，以接收整流电压vrec的第一采样电压vs1，反相输入端与存储电容c2连接，存储电容c2上存储有第一参考电压vc1，比较器u1的输出端用于输出所述的第一指示信号voff。开关k2连接在比较器u1的输出端和反相输入端之间。其中，开关k1和开关
k2分别受控于第一时序信号p1和第二时序信号p2。
[0071]
压差检测模块330接收第三至第六时序信号p3-p6，其在第三至第六时序信号p4-p6的控制下在每个输出周期的峰值检测阶段之后的压差检测阶段检测整流电压vrec与公共电压vcom之间的电压差，以便于在所述电压差小于/等于所述预设压差的情况下生成第二指示信号von，第二指示信号von用来控制路径控制开关m的导通时刻。
[0072]
参考图9，压差检测模块330包括开关k3至k5、运算单元331、参考单元332、比较器u2以及存储电容c3。开关k3连接在电阻rc和电阻rp之间，开关k4的第一输入端与开关k3连接以接收公共电压vcom的第二采样电压vs2，第二输入端与参考单元332连接以接收预设参考值vref，输出端与运算单元331的一个输入端连接，运算单元331的另一个输入端与存储电容c2的第一端连接以接收第一参考电压vc1。比较器u2的正相输入端连接至运算单元331的输出端，反相输入端连接至存储电容c3，输出端用于输出所述第二指示信号von。开关k5连接在比较器u2的输出端和反相输入端之间。
[0073]
进一步的，运算单元331包括缓冲器buff、反相器inv以及电阻r21和r22。反相器inv例如通过运算放大器实现，其正相输入端作为运算单元331的一个输入端用于接收第一参考电压vc1，反相输入端与电阻r21的一端连接，其输出端作为运算单元331的输出端与比较器u2的正相输入端连接。缓冲器buff的输入端作为运算单元331的另一个输入端与开关k4连接，缓冲器buff的输出端与电阻r21的另一端连接。电阻r22连接在反相器inv的输出端与反相输入端之间。
[0074]
驱动模块340与峰值检测模块320和压差检测模块330连接，用来根据第一指示信号voff和第二指示信号von生成所述控制信号drv，该控制信号drv用来驱动路径控制开关m的导通和关断。
[0075]
时序控制模块350用来产生所述多个时序信号p1-p6，其用来检测电容c1上的最低电压uvl，在最低电压uvl满足工作需要时开始输出所述多个时序信号p1-p6。当时序控制模块350不工作时，路径控制开关m断开，这时整流电压vrec通过路径控制开关m的寄生二极管给储能电容cs充电，储能电容cs不参与输出。
[0076]
峰值检测模块320和压差检测模块330用来实现当储能电容cs被充电到最高点电压后断开路径控制开关m和当整流电压vrec与公共电压vcom之间的电压差跌落到预设电压时接通路径控制开关m进行放电以及开始储能的动作，后一个动作只有在路径控制开关m处于断开的状态下才有意义。
[0077]
比较器u1和u2均为分时参考点自校准型的电路，即其在进行比较之前先将用来比较的参考电压分别存储在其反相输入端的存储电容上。具体过程是在更新参考电压时短暂接通开关k2和开关k5，用来比较时则断开开关k2和开关k5，将采样电压与存储电容上存储的参考电压进行比较。由于在存储参考电压时比较器的失调电压也已经包括在内，所以这种比较器设计可以达到极小的失调。
[0078]
具体地，将峰值检测阶段分为至少一个连续的第一时间段和第二时间段，在第一时间段内，第一时序信号p1有效，开关k1闭合，比较器u1在开环方式下工作，且比较第一采样电压vs1和存储电容c2上存储的第一参考电压vc1，若第一采样电压vs1小于第一参考电压vc1，则判断整流电压vrec已经过了最高电压，比较器u1输出第一指示信号voff触发断开路径控制开关m；若第一采样电压vs1高于第一参考电压vc1，则判断整流电压vrec尚未达到
最高电压，接下来在第二时间段内，第二时序信号p2短暂接通开关k2，同时第六时序信号p6接通参考单元，使其有一点稳定的时间，比较器u1在闭环方式下工作，并根据此时的第一采样电压vc1更新第一参考电压vs1，以用于后续的峰值电压检测或压差检测。第一参考电压vs1更新完成之后断开开关k1，等待下一次第一时序信号p1来临时再次导通开关k1。
[0079]
同样的，将压差检测阶段分为至少一个连续的第三时间段和第四时间段，在第三时间段内，开关k3断开，开关k4接通第二输入端和输出端，同时开关k5接通，由运算单元331计算得到存储电容c2上存储的第一参考电压vc1与预设参考值vref的差值出现在比较器u2的反相输入端，比较器u2在闭环方式下工作，并将该差值存储在存储电容c2上，然后断开开关k5使其可以保持。之后在第四时间段内，开关k3导通，开关k4接通第一输入端和输出端，比较器u2在开环方式下工作，将公共电压vcom的第二采样电压vs2与比较器u2的反相输入端存储的差值进行比较，若第二采样电压vs2大于该差值，则表示整流电压vrec与公共电压vcom之间的电压差尚未达到预设电压，等待下一次循环；若第二采样电压vs2小于该差值，则表示整流电压vrec与公共电压vcom之间的电压差达到预设电压，比较器u2生成第二指示信号von触发接通路径控制开关m，时序控制模块350转入峰值检测的阶段。
[0080]
在本实施例中，时序控制模块350按照一定的周期循环，仅在短时间内启动进行峰值检测和压差检测，因此可以有效降低功耗，满足低功耗的设计。
[0081]
另外，在实际的应用中，可以将大尺寸的电阻rr、电阻rc、电阻rp和电容c1放置在芯片外部作为外部元件，以减小芯片的尺寸，降低成本。
[0082]
需要说明的是，本发明实施例的路径控制开关m可以通过各种方式实现，包括但不限于，场效应管、可控硅和三极管等。
[0083]
综上所述，本发明实施例的功率变换器在整流电压达到峰值的情况下断开储能电容，并在整流电压跌落到预设值的情况下再次接通储能电容，可使得储能电容一直保持在最高储能并仅在需要的情况下才接入储能电容进行放电，从而可以减少储能电容的使用，将相同电压定额的储能电容的容值大大减小，可以采用薄膜电容或瓷片电容等小容量长寿命的电容，克服了使用电解电容作为储能电容而存在体积大和使用寿命短的缺陷，具有显著提高电源功率密度和延长变换器寿命等优点。
[0084]
此外，本发明同样适用于在带有功率因数校正技术的电路中降低储能电容工作电压的应用。本发明还能适用于利用受控的储能电容提供大的瞬态供应能力和防止负载突变影响输入电源的应用。
[0085]
在以上的描述中，对公知的结构要素和步骤并没有做出详细的说明。但是本领域技术人员应当理解，可以通过各种技术手段，来实现相应的结构要素和步骤。另外，为了形成相同的结构要素，本领域技术人员还可以设计出与以上描述的方法并不完全相同的方法。另外，尽管在以上分别描述各实施例，但是这不意味着各个实施例中的措施不能有利地结合使用。
[0086]
依照本发明的实施例如上文，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明的保护范围应当以本发明权利要求所界定的范围为准。