一种基于开关电容的混合型高降压比直流电源

1.本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种基于开关电容的混合型高降压比直流电源。


背景技术：

2.近年来数据中心快速发展，相关用电量也大幅上升，为提升输配电效率，降低传输线传输损耗，48v总线体系已经成为一种新的标准，而数据中心的主要负载为处理器，其供电电压通常在1v左右，如何实现高效率、高降压比和高功率密度的隔离型dc-dc变换，是数据中心供电的难点问题。
3.文献a 48v-to-1v buck-assisted active-clamp forward converter with reduced voltage stress for datacenter applications(2020ieee energy conversion congress and exposition(ecce),2020)提出了一种有源钳位的正激型变换器，通过一级buck部分以及一级单管正激部分来实现高降压比和高压隔离，但拓扑中开关管承受的最大电压应力仍较高，为输入电压，且变压器原边电压也较高，为实现高降压比，需要增加绕组匝数，增大了变压器体积，而且原副边绕组均只在一个模态中传递功率，绕组利用率低。
4.文献48v to 1v voltage regulator module with magnetic integration(2018 1st workshop on wide bandgap power devices and applications in asia(wipda asia),2018)使用了全桥llc变换器，通过对变压器的设计，以减小拓扑中磁性原件部分的体积，但变压器原边侧所有功率开关管的电压应力仍较高，而且原边绕组承受的电压应力也并未减小，仍需要很大的绕组匝数，且变压器副边采用双绕组结构，绕组利用率低。
5.为减小开关器件的电压应力并减小变压器体积，文献18.6 a 92.8％-peak-efficiency 60a 48v-to-1v 3-level half-bridge dc-dc converter with balanced voltage on a flying capacitor(2020ieee international solid-state circuits conference-(isscc),2020)使用了一个三电平半桥变换器，使变压器原边绕组的电压承受的电压仅为输入电压的四分之一，同时开关管承受的最大电压应力也下降为输入电压的二分之一。但其拓展性较差，且变压器及开关管承受的电压应力仍相对较高，原边功率电流路径阻抗较大，系统效率低。此外，该拓扑需要对飞跨电容进行额外的控制，以保持其电压平衡，而且原边侧开关管仅有一个是接地的，其余开关管都浮地，为系统的驱动设计带来了困难。


技术实现要素：

6.鉴于上述，为解决现有技术中存在的开关管及变压器原边绕组承受的电压应力高，效率及功率密度低，不便于拓展的问题，本发明提供了一种基于开关电容的混合型高降压比直流电源，该电源由一级可拓展的开关电容部分和一级可拓展的整流部分组成，开关电容部分由传统的dickson开关电容拓扑变换而来，通过多级电容来降低开关管的电压应力及整流部分的输入电压幅值。根据输入电压和功率等级，可灵活调整开关电容部分的级
数和整流模块数，拓展性好，且变压器原副边绕组利用率高，适用于高压输入、低压大电流输出场合下有高功率密度需求的隔离/非隔离的电源应用。
7.为实现上述目的，本发明采用的技术方案如下：
8.本发明首先提供了一种基于开关电容的混合型高降压比直流电源，其输入源、第一功率变换部分和第二功率变换部分；
9.所述第一功率变换部分是一个n级的开关电容电路，其是一个四端口网络
10.第一功率变换部分内部包含n+1个高侧开关管、n个电容、2个低侧开关管和四个端口，其中第一高侧开关管的漏极和第一功率变换部分的第一端口相连，第一低侧开关管的源极、第二低侧开关管的源极以及第一功率变换部分的第四端口共接，其余部分的连接方式为，第i高侧开关管的源极、第i电容的正极以及第i+1高侧开关管的漏极共接，所有编号为奇数的电容的负极、第一低侧开关管的漏极以及第一功率变换部分的第二端口共接，所有编号为偶数的电容的负极、第二低侧开关管的漏极以及第一功率变换部分的第三端口共接，若n+1为奇数，则第n+1高侧开关管的源极与第一功率变换部分的第二端口共接，若n+1为偶数，则第n+1高侧开关管的源极与第一功率变换部分的第三端口相连，其中i、n都是整数，且1≤i≤n，
11.所述第二功率变换部分包含k个整流模块和四个端口，
12.第二功率变换部分中的每个整流模块包含一个变压器、两个整流开关管、两个电感和四个端口，每个整流模块内部连接方式为，变压器的原边绕组的同名端和整流模块的第一端口相连，变压器的原边绕组的非同名端和整流模块的第二端口相连，变压器的副边绕组的同名端，第一整流开关管的漏极以及第一电感的一端共接，变压器的副边绕组的非同名端，第二整流开关管的漏极以及第二电感的一端相连，第一电感的另一端，第二电感的另一端以及整流模块的第四端口共接，第一整流开关管的源极、第二整流开关管的源极和整流模块的第三端口共接，
13.第二功率变换部分内部的连接方式为，第一整流模块的第一端口和第二功率变换部分的第一端口共接，第j整流模块的第二端口和第j+1整流模块的第一端口相连，第k整流模块的第二端口和第二功率变换部分的第二端口相连，所有整流模块的第三端口和第二功率变换部分的第三端口共接，所有整流模块的第四端口和第二功率变换部分的第四端口共接，其中，j、k为整数，且1≤j≤k-1；
14.输入源、第一功率变换部分、第二功率变换部分之间的连接方式为：第一功率变换部分的第一端口与输入源的正极相连，第一功率变换部分的第二端口与第二功率变换部分的第一端口相连，第一功率变换部分的第三端口与第二功率变换部分的第二端口相连，第一功率变换部分的第四端口与输入源的负极相连，第二功率变换部分的第三端口用于连接外部负载的正极，第二功率变换部分的第四端口用于连接外部负载的负极。
15.本发明还提供了另一种基于开关电容的混合型高降压比直流电源，其包括：输入源、第一功率变换部分和第二功率变换部分；
16.所述第一功率变换部分是一个n级的开关电容电路，其是一个三端口网络；
17.第一功率变换部分内部包含n+1个高侧开关管、n个电容、4个低侧开关管和三个端口，其中第一高侧开关管的漏极和第一功率变换部分的第一端口相连，第i高侧开关管的源极、第i电容的正极以及第i+1高侧开关管的漏极共接，所有编号为奇数的电容的负极、第一
低侧开关管的漏极以及第三低侧开关管的漏极共接，所有编号为偶数的电容的负极、第二低侧开关管的漏极以及第四低侧开关管的漏极共接，若n+1为奇数，则第n+1高侧开关管的源极与第一低侧开关管的漏极共接，若n+1为偶数，则第n+1高侧开关管的源极与第二低侧开关管的漏极共接，第二低侧开关管的源极、第二低侧开关管的源极以及第一功率变换部分的第二端口共接，第一低侧开关管的源极、第二低侧开关管的源极以及第一功率变换部分的第三端口共接，其中i、n都是整数，且1≤i≤n；
18.所述第二功率变换部分包含k个整流模块和四个端口，
19.第二功率变换部分中的每个整流模块包含一个变压器、两个整流开关管、两个电感和四个端口，每个整流模块内部连接方式为，变压器的原边绕组的同名端和整流模块的第一端口相连，变压器的原边绕组的非同名端和整流模块的第二端口相连，变压器的副边绕组的同名端，第一整流开关管的漏极以及第一电感的一端共接，变压器的副边绕组的非同名端，第二整流开关管的漏极以及第二电感的一端相连，第一电感的另一端，第二电感的另一端以及整流模块的第四端口共接，第一整流开关管的源极、第二整流开关管的源极和整流模块的第三端口共接，
20.第二功率变换部分内部的连接方式为，第一整流模块的第一端口和第二功率变换部分的第一端口共接，第j整流模块的第二端口和第j+1整流模块的第一端口相连，第k整流模块的第二端口和第二功率变换部分的第二端口相连，所有整流模块的第三端口和第二功率变换部分的第三端口共接，所有整流模块的第四端口和第二功率变换部分的第四端口共接，其中，j、k为整数，且1≤j≤k-1；
21.输入源、第一功率变换部分、第二功率变换部分之间的连接方式为：第一功率变换部分的第一端口与输入源的正极相连，第一功率变换部分的第二端口与第二功率变换部分的第一端口相连，第一功率变换部分的第三端口、第二功率变换部分的第二端口和输入源的负极共接，第一功率变换部分的第三端口与第二功率变换部分的第二端口相连，第二功率变换部分的第三端口与外部负载的正极相连，第二功率变换部分的第四端口与外部负载的负极相连。
22.在本发明的一实施例中，整流模块所用的整流开关管为全控型功率半导体器件。
23.在本发明的一实施例中，整流模块内的整流开关管为不控型功率半导体器件，此时，整流模块内部的连接方式为，变压器的原边绕组的同名端和整流模块第一端口相连，变压器的原边绕组的非同名端和整流模块的第二端口相连，变压器的副边绕组的同名端，第一整流管的阴极以及第一电感的一端共接，变压器的副边绕组的非同名端，第二整流管的阴极以及第二电感的一端相连，第一电感的另一端，第二电感的另一端以及整流模块的第三端口共接，第一整流管的阳极、第二整流管的阳极和整流模块的第三端口共接。
24.在本发明的一实施例中，第一功率变换部分为四端口电路，输入源的负极、第一功率变换部分的第四端口、第二功率变换部分的第四端口以及外部负载的负极可以共接。
25.在本发明的一实施例中，第一功率变换部分为三端口电路，输入源的负极、第一功率变换部分的第三端口、第二功率变换部分的第四端口以及外部负载的负极可以共接。
26.在本发明的一实施例中，第二功率变换部分的整流模块内部的电感是耦合电感。
27.在本发明的一实施例中，第二功率变换部分中整流模块内部的第一电感和第二电感反向耦合，且第j整流模块的第二电感和第j+1整流模块的第一电感也反向耦合。
28.基于上述技术方案，与现有技术相比，本发明的有益效果是：
29.(1)本发明所述电源可根据电压和功率等级对开关电容部分的级数和整流部分的个数进行调整，易于拓展，而且该部分电容电压是自平衡的，无需额外控制。
30.(2)本发明所述电源的开关管电压应力低，有利于系统设计和器件的选型，可以使用低压功率器件，能降低损耗，提高系统效率。
31.(3)本发明所述电源，其原边侧接地的开关管和浮地的开关管数量相同，因此可使用成熟的自举型驱动电路，易于实现。
32.(4)本发明所述电源的第二功率变换部分输入电压幅值小，能够减小变压器绕组匝数，且变压器的原副边绕组利用率高，能够提高系统功率密度和效率。
33.(5)本发明所述电源第二功率变换部分采用模块化结构，易于设计。
34.(6)本发明所述的电源使用耦合电感，可提高功率密度和系统的稳态及动态性能。
附图说明
35.图1为本发明一实施例的基于开关电容的混合型高降压比直流电源的四种典型系统连接图之一；
36.图2为本发明一实施例的基于开关电容的混合型高降压比直流电源的四种典型系统连接图之一；
37.图3为本发明一实施例的基于开关电容的混合型高降压比直流电源的四种典型系统连接图之一；
38.图4为本发明一实施例的基于开关电容的混合型高降压比直流电源的四种典型系统连接图之一；
39.图5(a)～(b)为本发明一实施例的四端口第一功率变换部分的电路拓扑图；其中(a)为第一功率变换部分级数为偶数时的电路拓扑图，图(b)为第一功率变换部分级数为奇数时的电路拓扑图；
40.图6(a)～(b)为本发明一实施例的三端口第一功率变换部分的电路拓扑图；其中(a)为第一功率变换部分级数为奇数时的电路拓扑图，图(b)为第一功率变换部分级数为偶数时的电路拓扑图；
41.图7为本发明一实施例的第二功率变换部分的内部连接图；
42.图8为本发明一实施例的第二功率变换部分内单个整流模块的四种电路拓扑图之一；
43.图9为本发明一实施例的第二功率变换部分内单个整流模块的四种电路拓扑图之一；
44.图10为本发明一实施例的第二功率变换部分内单个整流模块的四种电路拓扑图之一；
45.图11为本发明一实施例的第二功率变换部分内单个整流模块的四种电路拓扑图之一；
46.图12为本发明一实施例的基于开关电容的混合型高降压比直流电源的系统拓扑图之一；
47.图13为本发明一实施例的基于开关电容的混合型高降压比直流电源的系统拓扑
图之一。
48.图14为本发明一实施例的基于开关电容的混合型高降压比直流电源的系统拓扑图之一；
49.图15为本发明一实施例的基于开关电容的混合型高降压比直流电源的系统拓扑图之一；
50.图16为本发明一实施例的基于开关电容的混合型高降压比直流电源的系统拓扑图之一；
51.图17为本发明一实施例的基于开关电容的混合型高降压比直流电源的系统拓扑图之一。
具体实施方式
52.为更明显的体现本发明的上述特征及优点，下面将结合附图和具体电源实施例进行详细说明。本发明中各个实施方式的技术特征，在没有相互冲突的前提下，均可进行相应组合。
53.图1为本发明一实施例的基于开关电容的混合型高降压比直流电源系统连接图，其包含输入源、一个四端口的第一功率变换部分、一个四端口的第二功率变换部分，输入源的正极和第一功率变换部分的第一端口a相连，输入源的负极和第一功率变换部分的第四端口d相连，第一功率变换部分的第二端口b和第二功率变换部分的第一端口a’相连，第一功率变换部分的第三端口c和第二功率变换部分的第二端口b’相连，第二功率变换部分的第三端口c’和外部负载的正极相连，第二功率变换部分的第四端口d’和外部负载的负极相连；
54.图2为本发明另一实施例的基于开关电容的混合型高降压比直流电源系统连接图，其包含输入源、一个三端口的第一功率变换部分、一个四端口的第二功率变换部分，输入源的正极和第一功率变换部分的第一端口a相连，输入源的负极、第一功率变换部分的第三端口c以及第二功率部分的第二端口b’共接，第一功率变换部分的第二端口b和第二功率变换部分的第一端口a’相连，第二功率变换部分的第三端口c’和外部负载的正极相连，第二功率变换部分的第四端口d’和外部负载的负极相连；
55.图3为本发明一可选实施例的基于开关电容的混合型高降压比直流电源系统连接图，所有部分采用共地连接，其包含输入源、一个四端口的第一功率变换部分、一个四端口的第二功率变换部分，输入源的正极和第一功率变换部分的第一端口a相连，输入源的负极，第一功率变换部分的第四端口d，第二功率变换部分的第四端口d’以及外部负载的负极共接，第一功率变换部分的第二端口b和第二功率变换部分的第一端口a’相连，第一功率变换部分的第三端口c和第二功率变换部分的第二端口b’相连，第二功率变换部分第三端口c’和外部负载正极相连；
56.图4为本发明一可选实施例的基于开关电容的混合型高降压比直流电源系统连接图，所有部分采用共地连接，其包含输入源、一个三端口的第一功率变换部分、一个四端口的第二功率变换部分，输入源的正极和第一功率变换部分的第一端口a相连，输入源的负极、第一功率变换部分的第三端口c，第二功率部分的第二端口b’，第二功率变换部分的第四端口d’以及外部负载的负极共接，第一功率变换部分的第二端口b和第二功率变换部分
的第一端口a’相连；
57.图5(a)～(b)为本发明一实施例的n级四端口第一功率变换部分的电路拓扑图，其内部包含n+1个高侧开关管、n个电容、2个低侧开关管和四个端口，其中第一高侧开关管q
h1
的漏极和第一功率变换部分的第一端口a相连，第一低侧开关管q
l1
的源极、第二低侧开关管q
l2
的源极以及第一功率变换部分的第四端口d共接，其余部分的连接方式为，第i高侧开关管q
hi
的源极、第i电容ci的正极以及第i+1高侧开关管q
hi+1
的漏极共接，所有编号为奇数的电容(c1，c3，
…
)的负极、第一低侧开关管q
l1
的漏极以及第一功率变换部分的第二端口共b接，所有编号为偶数的电容(c2，c4，
…
)的负极、第二低侧开关管q
l2
的漏极以及第一功率变换部分的第三端口c共接，若n+1为奇数，则第n+1高侧开关管q
hn+1
的源极与第一功率变换部分的第二端口b共接，若n+1为偶数则第n+1高侧开关管q
hn+1
的源极与第一功率变换部分的第三端口c相连，其中i、n都是整数，且1≤i≤n，
58.图6(a)～(b)为本发明一实施例的n级三端口第一功率变换部分的电路拓扑图，其内部包含n+1个高侧开关管、n个电容、4个低侧开关管和三个端口，其中第一高侧开关管q
h1
的漏极和第一功率变换部分的第一端口a相连，第i高侧开关管q
hi
的源极、第i电容ci的正极以及第i+1高侧开关管q
hi+1
的漏极共接，所有编号为奇数的电容(c1，c3，
…
)的负极、第一低侧开关管q
l1
的漏极以及第三低侧开关管q
l3
的漏极共接，所有编号为偶数的电容(c2，c4，
…
)的负极、第二低侧开关管q
l2
的漏极以及第四低侧开关管q
l2
的漏极共接，若n+1为奇数，则第n+1高侧开关管q
hn+1
的源极与第一低侧开关管q
l1
的漏极共接，若n+1为偶数，则第n+1高侧开关管q
hn+1
的源极与第二低侧开关管q
l2
的漏极共接，第三低侧开关管q
l3
的源极、第四低侧开关管q
l4
的源极以及第一功率变换部分的第二端口b共接，第一低侧开关管q
l1
的源极、第二低侧开关管q
l2
的源极以及第一功率变换部分的第三端口c共接，其中i、n都是整数，且1≤i≤n；
59.图7为本发明一实施例的第二功率变换部分的内部连接图，包含k个整流模块和四个端口，第二功率变换部分内部的连接方式为，第一整流模块的第一端口r
1-1
和第二功率变换部分的第一端口共接a’，第j整流模块的第二端口r
j-2
和第j+1整流模块的第一端口r
j+1-1
相连，第k整流模块的第二端口r
k-2
和第二功率变换部分的第二端口b’相连，所有整流模块的第三端口(r
1-3
、r
2-3
、
……
、r
k-3
)和第二功率变换部分的第三端口c’共接，所有整流模块的第四端口(r
1-4
、r
2-4
、
……
、r
k-4
)和第二功率变换部分的第四端口共接d’，其中，j、k为整数，且1≤j≤k-1；
60.图8为本发明一实施例的第二功率变换部分中的单个整流模块的电路拓扑图，其整流管为全控型功率半导体器件，包含一个变压器、两个整流开关管、两个电感和四个端口，以编号为k的整流模块为例，整流模块内部连接方式为，变压器tk的原边绕组n
k-1
的同名端和整流模块的第一端口r
k-1
相连，变压器的原边绕组tk的非同名端和整流模块的第二端口r
k-2
相连，变压器的副边绕组n
k-2
的同名端，第一整流开关管q
k-1
的漏极以及第一电感l
k-1
的一端共接，变压器的副边绕组n
k-2
的非同名端，第二整流开关管q
k-2
的漏极以及第二电感l
k-2
的一端相连，第一电感l
k-1
的另一端，第二电感l
k-2
的另一端以及整流模块的第四端口r
k-4
共接，第一整流开关管q
k-1
的源极、第二整流开关管q
k-2
的源极和整流模块的第三端口r
k-3
共接，
61.图9为本发明一实施例的第二功率变换部分中的单个整流模块的电路拓扑图，其
整流管为不控型功率半导体器件，包含一个变压器、两个整流管、两个电感和四个端口，以编号为k的整流模块为例，整流模块内部连接方式为，变压器tk的原边绕组n
k-1
的同名端和整流模块第一端口r
k-1
相连，变压器的原边绕组tk的非同名端和整流模块的第二端口r
k-2
相连，变压器的副边绕组n
k-2
的同名端，第一整流管d
k-1
的阴极以及第一电感l
k-1
的一端共接，变压器的副边绕组n
k-2
的非同名端，第二整流管d
k-2
的阴极以及第二电感l
k-2
的一端相连，第一电感l
k-1
的另一端，第二电感l
k-2
的另一端以及整流模块的第四端口r
k-4
共接，第一整流开关管d
k-1
的阳极、第二整流管d
k-2
的阳极和整流模块的第三端口r
k-3
共接，
62.图10为本发明一实施例的第二功率变换部分中的单个整流模块的电路拓扑图，其整流管为全控型功率半导体器件，所用的电感为耦合电感；
63.图11为本发明一实施例的第二功率变换部分中的单个整流模块的电路拓扑图，其整流管为不控型功率半导体器件，所用的电感为耦合电感；
64.图12为本发明一实施例电源的系统拓扑，其包含输入源、一个两级四端口的第一功率变换部分和一个包含两个整流模块的第二功率变换部分；
65.图13为本发明一实施例电源的系统拓扑，其包含输入源、一个两级三端口的第一功率变换部分和一个包含两个整流模块的第二功率变换部分；
66.图14为本发明一实施例电源的系统拓扑，其包含输入源、一个两级四端口的第一功率变换部分和一个包含两个整流模块的第二功率变换部分，且整流模块中的电感是反向耦合的耦合电感；
67.图15为本发明一实施例电源的系统拓扑，其包含输入源、一个两级三端口的第一功率变换部分和一个包含两个整流模块的第二功率变换部分，且整流模块中的电感是反向耦合的耦合电感；
68.图16为本发明一实施例电源的系统拓扑，其包含输入源、一个两级四端口的第一功率变换部分和一个包含两个整流模块的第二功率变换部分，且第二功率变换部分中任意两相邻电感均反向耦合；
69.图17为本发明一实施例电源的系统拓扑，其包含输入源、一个两级三端口的第一功率变换部分和一个包含两个整流模块的第二功率变换部分，且第二功率变换部分中任意两相邻电感均反向耦合。
70.下面将结合具体实施例，通过理论分析来说明本发明的优势。以图12中实施例为例，在稳态工作时，q
h1
～q
h3
驱动信号的占空比相同，q
l1
与q
l2
驱动信号的占空比相同，c1上的电压为输入电压的2/3，c2上的电压为输入电压的1/3。第一功率变换部分有两个模态是输出功率的，第一个模态中，q
h1
、q
h3
、q
l2
导通，第二个模态中q
h2
和q
l1
导通，进而在第二功率变换部分输入端产生一对正负交变、幅值仅为输入电压1/3的矩形波信号，且q
l1
和q
l2
的耐压值也仅为输入电压的1/3。而传统方案中，第一功率变换部分常采用全桥或者半桥拓扑，所有开关管耐压均等于输入电压，因此本发明允许使用耐压更低的开关管。而且由于降低了第二功率变换部分的输入电压幅值，还可以减小第二功率变换部分中变压器的体积，提高系统的功率密度。
71.从图12和图17所示的具体实施例可以看出，第二功率部分每个整流模块完全相同，因此仅需设计单个模块的参数，即可完成整个功率部分的设计，而且针对不同的应用场合，仅需调整模块数目即可，无需重新设计。
72.以图12中的实施例为例，副边绕组一个周期有两个工作模态，在一个工作模态中q
1-2
导通，n
1-2
中有自下而上的电流，在第二个工作模态中，q
1-1
导通，n
1-2
中有自上而下的电流，因此在整个周期中，副边绕组都在传递能量，而传统方案中副边采用两个绕组来整流，一个周期中每个绕组只在一半周期内传递功率，因此本发明中整流部分的绕组利用率为传统方案的两倍。
73.此外，耦合电感是将多个绕组绕制在一个磁芯上，而传统电感每个磁芯都只有一组绕组，因此使用耦合电感允许减小磁芯数目，而且通过反向耦合，还可以抵消磁芯中的磁通，在相同的饱和磁通下，减小磁芯体积。传统方案多采用非耦合的分立电感来实现，本发明使用耦合电感，可以实现更高的功率密度。
74.以上实例具体地示出和描述了本发明的示例性实施，上述实施例仅用于说明本发明的技术方案，以便于本技术领域的普通技术人员理解和应用本发明，本发明不限于这里所描述的详细结构、设置方法或实现方式。应说明的是，熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改，或者把本发明部分或者全部技术特征做等同替换，或把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动，对本发明的修改、改进或者技术特征的等同替换都应该在本发明的保护范围内。