一种电容电机移相的智能修正系统的制作方法

1.本发明涉及电机技术领域，具体涉及一种电容电机移相的智能修正系统。


背景技术：

2.现有电容电机的移相是使用移相电容器串连副绕组后接入电源中，电源在其电位上升阶段通过副绕组对移相电容器充电，而在电源的电位下降阶段，移相电容器又将储存电荷通过副绕组放回电源，电流在经过副绕组时就获得了移相励磁。
3.然而，现有电容电机在电源电位的90
°
至180
°
期间，副绕组是靠移相电容器同时克服副绕组阻抗电压和电源电压而放电来获得励磁电流，阻抗电压在电源电位180
°
时最低，而电源电位180
°
时是副绕组阻抗电压的波峰；这证明在电源电位的90
°
至180
°
期间的移相电容器只能在180
°
附近有电流放出，这样会造成此期间定子对转子没有侧向引力，从而大幅降低电容电机的扭矩和效率；另外，在电源电位180
°
以后，电源电压方向改变，在电源电位180
°
至225
°
期间，副绕组两端加载电压为电源电压和电容器余电电压的叠加，这就限制了移相电容器放电在电源电位180
°
时不能超过电源波峰电位vm的70.7%，即0.707 vm，副绕组载入电流在电源电位180
°
至225
°
期间才不会过载，这样造成副绕组励磁对转子产生的侧向引力极小，加上移相电容器所有的放电电流，全部返回电源回路被二次计量，在污染电源的同时，还进一步降低电机的效率。


技术实现要素：

4.针对现有技术存在的上述不足，本发明要解决的技术问题是：如何提供一种能使得电容电机的扭矩和效率提升显著，同时极大减小电源污染的电容电机移相的智能修正系统。
5.为了解决上述技术问题，本发明采用如下技术方案：一种电容电机移相的智能修正系统，包括主绕组、副绕组和移相电容器，所述智能修正系统还包括电源、1-cosα负压波生成电路、sin（90
°
+α）参照波生成电路、多相输入合成的直流电源电路、电桥对比电路和电容充放电倒换开关电路；所述电源为220v的正弦波交流电源，且所述电源用于产生sinα负压单向波电压；所述电源产生的sinα负压单向波电压经过电桥整流器t1的整流和电阻r24的降压后变为30v的sinα负压单向波电压，且该30v的sinα负压单向波电压输入到所述1-cosα负压波生成电路中，所述1-cosα负压波生成电路用于生成1-cosα的负压单向波电压输入到所述sin（90
°
+α）参照波生成电路，且所述1-cosα负压波生成电路还将所述移相电容器充电时期的同步信号输入给所述电容充放电倒换开关电路；所述多相输入合成的直流电源电路分别在所述移相电容器两端、所述副绕组两端和所述电源两端提取电压，并将提前的电压降压处理为第一设定值的直流电和第二设定值的直流电，且所述第一设定值的直流电输出给所述sin（90
°
+α）参照波生成电路，所述第二设定值的直流电输出给所述电容充放电倒换开关电路；
所述sin（90
°
+α）参照波生成电路分别与所述1-cosα负压波生成电路的输出端和所述多相输入合成的直流电源电路中输出第一设定值的直流电输出端连接，用于将1-cosα的负压单向波电压进行整体电位提升，并生成sin（90
°
+α）的副绕组参照波信号电压输入到所述电桥对比电路；所述电桥对比电路将所述副绕组两端加载的电压作为副绕组检测波信号电压与sin（90
°
+α）的副绕组参照波信号做电位对比，并根据对比结果输出移相电容器的放电打断信号到所述电容充放电倒换开关电路；所述电容充放电倒换开关电路根据所述电桥对比电路的放电打断信号和所述1-cosα负压波生成电路中移相电容器充电时期的同步信号形成充电回路或放电回路，且所述电容充放电倒换开关电路在所述移相电容器充电时期经过所述电源连接所述移相电容器和所述副绕组形成充电回路；且在所述移相电容器放电时期经过避开所述电源，并通过所述移相电容器和所述副绕组形成放电回路。
6.本发明的工作原理是：本发明中电桥整流器t1从电源处获取sinα负压单向波电压，经电阻r24降压后，变成30v的sinα负压单向波电压， 30v的sinα负压单向波电压进入1-cosα负压波生成电路后，生成的1-cosα负压单向波被多相输入合成的直流电源电路整体提升电位，变成sin（90
°
+α）的副绕组参照波信号电压； sin（90
°
+α）的副绕组参照波信号电压与来自副绕组两端的检测波信号电压在电桥对比电路中做电位对比，输出电容器放电回路打断信号到电容充放电倒换开关电路；同时，在1-cosα负压波生成电路中，取出电容器充电时期的同步信号输入到电容充放电倒换开关电路，以控制电容充放电倒换开关电路的开关信号；在移相电容器充电期间，电容充放电倒换开关电路经过电源连接移相电容器和副绕组形成回路；在移相电容器放电期间电，电容充放电倒换开关电路避开电源，通过移相电容器和副绕组形成回路。
7.本发明的智能修正系统的电路在工作期间，当电源电位在0
°
至90
°
时期，运行情况与原有电容电机相同，当电源电位在90
°
至180
°
时期，副绕组断开了电源，移相电容器从电源电位90
°
开始按照sin（90
°
+α）振幅载入电流放电，到电源电位150
°
时，放电电位下降至0.866vm左右；到电源电位180
°
时，放电电位下降至0.707vm左右；它进入对副绕组叠加供电期的电容余电与原有电容电机相当；不同的是电源电位180
°
之前的移相电容器放电，全部没有通过电源回路，在直接减少很多电源计量电流的同时，还能减少大部分电源污染。
8.同时，原有电容电机在电源电位150
°
至180
°
时期被重复计量的电容器放电能量，与本发明电机电容器充电时期增加的充电能量相当；且本发明电容电机在电源电位90
°
至180
°
时期的移相电容器放电，都不会通过电源而被计量；同时，在电源电位90
°
至120
°
时期，转子增加的侧扭力由主绕组改变电极分布相位后获得，其增加的输出电源有相应的输入；在电源电位120
°
至180
°
时期，转子增加的侧扭力由移相电容器放电所获得，而移相电容器充电时期增加的充电能量，只能抵消移相电容器在电源电位150
°
至180
°
时期没被计量的电能量，电源电位120
°
至150
°
期间转子获得的侧扭力，就没有增加电源输入；说明效率提升达到了最高效率的1/6；增加的输出为电源电位在90
°
至150
°
时期的输出，达到最大输出的1/3。由此极大的提高了电容电机的扭矩和效率。
9.优选的，所述1-cosα负压波生成电路包括电阻r1、电阻r2、电阻r3、电阻r4、电阻r5、电阻r6、二极管d1、二极管d2、二极管d8、npn三极管bg1、npn三极管bg2、pnp三极管bg3、
电容c1和电容c2，所述电阻r1的一端与所述电阻r24连接，所述电阻r1的另一端同时与所述npn三极管bg1的发射极和所述二极管d2的阴极连接，所述二极管d2的阳极与所述二极管d1的阴极连接，所述二极管d1的阳极与所述npn三极管bg2的基极连接，所述npn三极管bg1的基极同时与所述电容c1的一端和所述npn三极管bg2的发射极连接，所述电容c1的另一端接地，所述npn三极管bg2的集电极与所述电阻r2的一端连接，所述电阻r2的另一端同时与所述电阻r3的一端和所述电阻r4的一端连接，所述电阻r4的另一端同时与所述电容c2的一端和所述电阻r5的一端连接，所述电容c2的另一端接地，所述电阻r5的另一端同时与所述电阻r3的另一端和所述pnp三极管bg3的基极连接，所述pnp三极管bg3的集电极同时与所述二极管d1的阳极和所述电阻r6的一端连接，所述电阻r6的另一端与所述二极管d8的阴极连接，所述二极管d8的阳极接地，pnp三极管bg3的发射极接+0.55v直流电源，pnp三极管bg3的发射极接+0.55v直流电源是为了减小pnp三极管bg3的pn结电压对电路的影响。
10.优选的，所述sin（90
°
+α）参照波生成电路包括电阻r8和二极管d7，所述电阻r8的一端与所述多相输入合成的直流电源电路连接，所述电阻r8的另一端通过所述电阻r6与所述二极管d1的阳极连接，所述二极管d7的阳极与所述二极管d1的阳极连接，所述二极管d7的阴极接地。
11.优选的，所述电桥对比电路包括二极管d4、二极管d5、二极管d6、光电耦合器oc1、光电耦合器oc2和npn三极管bg4，所述二极管d4的阳极连接在所述电阻r8和所述电阻r6之间，所述二极管d4的阴极与所述光电耦合器oc1的阳极连接，所述光电耦合器oc1的阴极与所述光电耦合器oc2的阴极连接，所述二极管d6的阳极连接所述副绕组的检测波信号电压，所述二极管d6的阴极与所述二极管d5的阴极连接，所述二极管d5的阳极连接在所述电阻r8和所述电阻r6之间，所述npn三极管bg4的发射极与所述光电耦合器oc2的阳极端连接，所述npn三极管bg4的集电极与所述二极管d6的阳极连接，所述npn三极管bg4的基极连接所述副绕组的检测波信号电压。
12.优选的，所述电桥对比电路还包括供电模块，所述供电模块包括二极管d9、二极管d10、电阻r12、电阻r13和电阻r14，所述二极管d9的阳极接地，所述二极管d9的阴极连接所述副绕组的检测波信号电压，所述二极管d10的阴极接地，所述二极管d10的阳极同时与所述电阻r12的一端、所述电阻r13和一端和所述电阻r14的一端连接，所述电阻r12的另一端同时与所述二极管d5的阴极和所述二极管d6的阴极连接，所述电阻r13的另一端同时与所述光电耦合器oc1的阴极和所述光电耦合器oc2的阴极连接，所述电阻r14的另一端通过所述电阻r24与所述电桥整流器t1的阳极连接。
13.优选的，所述电容充放电倒换开关电路包括电桥整流器t4、电桥整流器t5、场效应管bt1、场效应管bt2、pnp三极管bg5、npn三极管bg6、达林顿管bg7、二极管d13、锗二极管d14、锗二极管d15、二极管d16、二极管d17、电阻r15、电阻r16、电阻r17、电阻r18、电阻r19、电阻r20、电阻r21、电阻r22和电阻r23，所述电桥整流器t4的一个交流端与所述电源的火线连接，所述电桥整流器t4的另一个交流端同时与所述电桥整流器t5的一个交流端和所述移相电容器的一端连接，所述电桥整流器t4的阳极端接地，所述电桥整流器t4的阴极端与所述场效应管bt1的源极连接，所述电桥整流器t5的另一个交流端与所述电源的零线连接，所述电桥整流器t5的阳极端接地，所述电桥整流器t5的阴极端与所述场效应管bt2的源极连接，所述场效应管bt2的漏极同时与所述场效应管bt1的漏极和所述电阻r22的一端连接，所
述电阻r22的另一端接地，所述场效应管bt1的栅极通过所述电阻r21接地，所述场效应管bt2的栅极通过所述电阻r20接地，所述达林顿管bg7的集电极与所述场效应管bt2的栅极连接，所述达林顿管bg7的发射极同时与所述二极管d17的阴极、所述npn三极管bg6的发射极和所述电阻r23的一端连接，所述达林顿管bg7的基极与所述锗二极管d14的阴极连接，所述锗二极管d14的阳极与所述场效应管bt2的漏极连接，所述二极管d17的阳极接地，所述电阻r23的另一端与所述二极管d16的阳极连接，所述二极管d16的阴极与所述电阻r24连接，所述电阻r15的一端与所述达林顿管bg7的基极连接，所述电阻r15的另一端与光电耦合管oc2的发射极连接，所述光电耦合管oc2的集电极连接10v电源，所述npn三极管bg6的基极与所述锗二极管d15的阴极连接，所述锗二极管d15的阳极与所述场效应管bt2的漏极连接，所述npn三极管bg6的集电极与所述场效应管bt1的栅极连接，所述电阻r18的一端同时与所述二极管d13的阳极和所述场效应管bt1的栅极连接，所述电阻r18的另一端与所述pnp三极管bg5的集电极连接，所述pnp三极管bg5的发射极连接10v电源，所述pnp三极管bg5的基极通过所述电阻r16与所述npn三极管bg1的集电极连接，所述二极管d13的阴极与所述电阻r17的一端连接，所述电阻r17的另一端与所述达林顿管bg7的基极连接，所述电阻r19的一端与所述达林顿管bg7的集电极连接，所述电阻r19的另一端连接10v电源。
14.优选的，所述智能修正系统还包括延时电路，所述延时电路包括电阻r25、pnp三极管bg8和电容c5，所述电阻r25的一端同时与所述npn三极管bg6的集电极和pnp三极管bg8的集电极连接，所述pnp三极管bg8的发射极通过所述电阻r18与所述pnp三极管bg5的集电极连接，所述pnp三极管bg8的基极通过稳压二极管w2与所述电阻r25连接，且所述pnp三极管bg8的基极与所述稳压二极管w2的阴极连接，所述电容c5的一端与所述二极管d13的阴极连接，所述电容c5的另一端接地。
15.优选的，所述智能修正系统还包括电阻r7、电阻r9、电阻r11、稳压二极管w1、电容c3、二极管d11、二极管d12、电桥整流器t2和电桥整流器t3，所述电阻r11的一端与所述二极管d9的阴极连接，所述电阻r11的另一端同时与所述二极管d11的阳极和所述电桥整流器t3的阴极连接，所述电桥整流器t3的阳极接地，所述电桥整流器t3的一个交流端与所述电源的零线连接，所述电桥整流器t3的另一个交流端同时与所述电桥整流器t2的一个交流端和所述移相电容器的一端连接，所述电桥整流器t2的另一个交流端与所述移相电容器的另一端连接，所述电桥整流器t2的阴极同时与所述二极管d12的阴极和所述电阻r7的一端连接，所述二极管d12的阳极与所述场效应管bt2的源极连接，所述电阻r7的另一端同时与所述电容c3的一端、所述电阻r9的一端和所述电阻r8的一端连接，所述电阻r8的另一端与所述电阻r6连接，所述电阻r9的另一端同时与所述电阻r19的一端和所述稳压二极管w1的阴极连接，所述电阻r19的另一端与所述场效应管bt2的栅极连接，所述稳压二极管w1的阳极接地。
16.与现有技术相比，本发明具有以下优点：1、本发明从电源中提取一个30v的负压单向波信号，将其经过电阻降压后，输入到1-cosα负压波生成电路以获取1-cosα的负压单向波信号，再将1-cosα的负压单向波信号通过多相输入合成的直流电源电路的正压直流电做整体电位提升，变成sin（90
°
+α）的副绕组参照波信号电压；然后将其与来自副绕组两端的副绕组检测波信号电压在电桥对比电路中做电位对比，输出放电打断信号到电容充放电倒换开关电路；同时在1-cosα负压波生成电路中取出移相电容器充电时期的同步信号，控制电容充放电倒换开关电路；在移相电容器
充电期间，电容充放电倒换开关电路经过电源连接移相电容器和副绕组形成回路；在移相电容器放电期间电，电容充放电倒换开关电路避开电源，通过移相电容器和副绕组形成回路。
17.2、本发明在电源电压的0
°
至90
°
相位时期，让副绕组回路连接电源，并且使用sin（90
°
+α）的副绕组参照波信号电压在电桥对比电路中与副绕组两端的检测波信号电压对比，智能修正副绕组的载入电流；在电源电压的90
°
至180
°
相位期间，移相电容器连接电源火线一端脱开后，连入零线一端，移相电容器经过副绕组直接构成放电回路；在电源电压的90
°
至150
°
相位期间，使用sin（90
°
+α）的副绕组参照波信号电压在电桥对比电路中与副绕组两端的检测波信号电压对比，智能修正副绕组的载入电流；控制移相电容器配置在电源电位150
°
时达到放电波峰，以后让移相电容器按照自然下降电位的方式放电；到电源电位180
°
时，移相电容器放电电位下降至0.866vm；并且将移相电容器连接电源零线的一端脱开后，重新连入火线。
18.3、本发明中多相输入合成的直流电源电路分别在电容器两端、副绕组两端和电源中提取电压，经电阻降压到42v直流电，这样可以少用滤波电容器，便于电路的集成。
19.4、本发明的电容电机的扭矩和效率提升显著，大量减小电源污染，副相元器件电流小，发热量低，成本低，能将移相电容器以外的电子电路集成在接线架中，标明电源接点和电容器接点，接线与原有电容电机接线相同，表面看起来没有增加任何零件，本发明的系统结合发明人之前申请的公开号为cn111245132a的一种电容电机定子绕组的排线结构及其工作方法中的定子绕组绕线方法，能够将电容电机的设定效果发挥到极致状态，实现大扭矩启动时，不必用启动电容等等。
附图说明
20.图1为本发明电容电机移相修正系统的系统框图；图2为本发明电容电机移相修正系统的具体电路图。
具体实施方式
21.下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明。
22.为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
23.应注意到：相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一旦某一项在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步定义和解释。在本发明的描述中，需要说明的是，术语“中心”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，或者是该发明产品使用时惯常摆放的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置
或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”等仅用于区分描述，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，术语“水平”、“竖直”等术语并不表示要求部件绝对水平或悬垂，而是可以稍微倾斜。如“水平”仅仅是指其方向相对“竖直”而言更加水平，并不是表示该结构一定要完全水平，而是可以稍微倾斜。在本发明的描述中，还需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“设置”、“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
24.如附图1和附图2所示，一种电容电机移相的智能修正系统，包括主绕组、副绕组和移相电容器，智能修正系统还包括电源、1-cosα负压波生成电路、sin（90
°
+α）参照波生成电路、多相输入合成的直流电源电路、电桥对比电路和电容充放电倒换开关电路；电源为220v的正弦波交流电源，且电源用于产生sinα负压单向波电压；电源产生的sinα负压单向波电压经过电桥整流器t1的整流和电阻r24的降压后变为30v的sinα负压单向波电压，且该30v的sinα负压单向波电压输入到1-cosα负压波生成电路中，1-cosα负压波生成电路用于生成1-cosα的负压单向波电压输入到sin（90
°
+α）参照波生成电路，且1-cosα负压波生成电路还将移相电容器充电时期的同步信号输入给电容充放电倒换开关电路；多相输入合成的直流电源电路分别在移相电容器两端、副绕组两端和电源两端提取电压，并将提前的电压降压处理为第一设定值的直流电和第二设定值的直流电，且第一设定值的直流电输出给sin（90
°
+α）参照波生成电路，第二设定值的直流电输出给电容充放电倒换开关电路；sin（90
°
+α）参照波生成电路分别与1-cosα负压波生成电路的输出端和多相输入合成的直流电源电路中输出第一设定值的直流电输出端连接，用于将1-cosα的负压单向波电压进行整体电位提升，并生成sin（90
°
+α）的副绕组参照波信号电压输入到电桥对比电路；电桥对比电路将副绕组两端加载的电压作为副绕组检测波信号电压与sin（90
°
+α）的副绕组参照波信号做电位对比，并根据对比结果输出移相电容器的放电打断信号到电容充放电倒换开关电路；电容充放电倒换开关电路根据电桥对比电路的放电打断信号和1-cosα负压波生成电路中移相电容器充电时期的同步信号形成充电回路或放电回路，且电容充放电倒换开关电路在移相电容器充电时期经过电源连接移相电容器和副绕组形成充电回路；且在移相电容器放电时期经过避开电源，并通过移相电容器和副绕组形成放电回路。
25.本发明的工作原理是：本发明中电桥整流器t1从电源处获取sinα负压单向波电压，经电阻r24降压后，变成30v的sinα负压单向波电压， 30v的sinα负压单向波电压进入1-cosα负压波生成电路后，生成的1-cosα负压单向波被多相输入合成的直流电源电路整体提升电位，变成sin（90
°
+α）的副绕组参照波信号电压； sin（90
°
+α）的副绕组参照波信号电压与来自副绕组两端的检测波信号电压在电桥对比电路中做电位对比，输出电容器放电回路打断信号到电容充放电倒换开关电路；同时，在1-cosα负压波生成电路中，取出电容器充电
时期的同步信号输入到电容充放电倒换开关电路，以控制电容充放电倒换开关电路的开关信号；在移相电容器充电期间，电容充放电倒换开关电路经过电源连接移相电容器和副绕组形成回路；在移相电容器放电期间电，电容充放电倒换开关电路避开电源，通过移相电容器和副绕组形成回路。
26.本发明的智能修正系统的电路在工作期间，当电源电位在0
°
至90
°
时期，运行情况与原有电容电机相同，当电源电位在90
°
至180
°
时期，副绕组断开了电源，移相电容器从电源电位90
°
开始按照sin（90
°
+α）振幅载入电流放电，到电源电位150
°
时，放电电位下降至0.866vm左右；到电源电位180
°
时，放电电位下降至0.707vm左右；它进入对副绕组叠加供电期的电容余电与原有电容电机相当；不同的是电源电位180
°
之前的移相电容器放电，全部没有通过电源回路，在直接减少很多电源计量电流的同时，还能减少大部分电源污染。
27.同时，原有电容电机在电源电位150
°
至180
°
时期被重复计量的电容器放电能量，与本发明电机电容器充电时期增加的充电能量相当；且本发明电容电机在电源电位90
°
至180
°
时期的移相电容器放电，都不会通过电源而被计量；同时，在电源电位90
°
至120
°
时期，转子增加的侧扭力由主绕组改变电极分布相位后获得，其增加的输出电源有相应的输入；在电源电位120
°
至180
°
时期，转子增加的侧扭力由移相电容器放电所获得，而移相电容器充电时期增加的充电能量，只能抵消移相电容器在电源电位150
°
至180
°
时期没被计量的电能量，电源电位120
°
至150
°
期间转子获得的侧扭力，就没有增加电源输入；说明效率提升达到了最高效率的1/6；增加的输出为电源电位在90
°
至150
°
时期的输出，达到最大输出的1/3。由此极大的提高了电容电机的扭矩和效率。
28.在本实施例中，1-cosα负压波生成电路包括电阻r1、电阻r2、电阻r3、电阻r4、电阻r5、电阻r6、二极管d1、二极管d2、二极管d8、npn三极管bg1、npn三极管bg2、pnp三极管bg3、电容c1和电容c2，电阻r1的一端与电阻r24连接，电阻r1的另一端同时与npn三极管bg1的发射极和二极管d2的阴极连接，二极管d2的阳极与二极管d1的阴极连接，二极管d1的阳极与npn三极管bg2的基极连接，npn三极管bg1的基极同时与电容c1的一端和npn三极管bg2的发射极连接，电容c1的另一端接地，npn三极管bg2的集电极与电阻r2的一端连接，电阻r2的另一端同时与电阻r3的一端和电阻r4的一端连接，电阻r4的另一端同时与电容c2的一端和电阻r5的一端连接，电容c2的另一端接地，电阻r5的另一端同时与电阻r3的另一端和pnp三极管bg3的基极连接，pnp三极管bg3的集电极同时与二极管d1的阳极和电阻r6的一端连接，电阻r6的另一端与二极管d8的阴极连接，二极管d8的阳极接地。
29.这样，在电源的sinα负压单向波通过电阻r1、二极管d2、二极管d1、电阻r6和二极管d8形成回路电流期间，在电位上升时期，部分电流会通过npn三极管bg1的发射极到基极对电容c1 进行负压充电，使得回路电流被分流，e点（npn三极管bg2基极和二极管d1阳极的连接点，如附图2中所示）电位相应下降，同时在npn三极管bg1的集电极还能获得电源对移相电容器充电的同步信号；只要将这个分流控制在回路电流的1/3，就能把这段sinα负压单向波，变成1-cosα负压单向波。
30.到了sinα负压单向波的电位下降时期，电容c1会通过npn三极管bg2的发射极到基极进行放电；由于npn三极管bg1的发射极到基极pn结压降的存在，放电转换时电容c1 所容负压的电位比npn三极管bg1发射极低0.65v，然而由于二极管d1和二极管d2的存在，此刻npn三极管bg2基极的负压电位比npn三极管bg1发射极低1.1v；这样，电容c1 开始放电时刻
距离克服npn三极管bg2发射极到基极pn结压降只差0.2v，二极管d1和二极管d2大幅加快了电容c1 从充电到放电的转换速度，同时，这0.2v能保证npn三极管bg1导通时npn三极管bg2处于关闭状态。
31.当npn三极管bg2导通以后，pnp三极管bg3的偏流通过电阻r2和电阻r3被打开；在npn三极管bg2导通的前45
°
时间里，通过电阻r2的电流被电阻r4对电容c2充电实施分流，能用rc延时计算电阻r4分流时间；到npn三极管bg2导通的后45
°
时间里，电容c2放电能加大pnp三极管bg3的偏流，为了电容c2放电时间与充电时间一致，所以使用电阻r5加快电容c2的放电速度。这样，只要将pnp三极管bg3发射极到集电极的电流调节为电容c1 分流的两倍，就能将此段时间电容c1 放入e点的负电荷完全中和后，还能分流负压单向波载入的1/3电流，把这段sinα负压单向波，变成1-cosα负压单向波。
32.在本实施例中，sin（90
°
+α）参照波生成电路包括电阻r8和二极管d7，电阻r8的一端与多相输入合成的直流电源电路连接，电阻r8的另一端通过电阻r6与二极管d1的阳极连接，二极管d7的阳极与二极管d1的阳极连接，二极管d7的阴极接地。
33.这样，直流电通过电阻r8、电阻r6和二极管d7在1-cosα负压单向波的电流回路中形成直流回路时，二极管d7对正压直流电的对地引流，能使e点的负压单向波在参入直流电后，负压单向波电压还能维持原状；在e点为零电位时，a点（电阻r8和电阻r6的连接点，如附图2所示）电位在电阻r6的降压作用下，达到波峰值vm；当e点电位变化到-vm时，a点电位在电阻r6的降压作用下，变为零电位，a点获得sin（90
°
+α）参照波输出，就此获得参照波电压。
34.在本实施例中，电桥对比电路包括二极管d4、二极管d5、二极管d6、光电耦合器oc1、光电耦合器oc2和npn三极管bg4，二极管d4的阳极连接在电阻r8和电阻r6之间，二极管d4的阴极与光电耦合器oc1的阳极连接，光电耦合器oc1的阴极与光电耦合器oc2的阴极连接，二极管d6的阳极连接副绕组的检测波信号电压，二极管d6的阴极与二极管d5的阴极连接，二极管d5的阳极连接在电阻r8和电阻r6之间，npn三极管bg4的发射极与光电耦合器oc2的阳极端连接，npn三极管bg4的集电极与二极管d6的阳极连接，npn三极管bg4的基极连接副绕组的检测波信号电压。电桥对比电路还包括供电模块，供电模块包括二极管d9、二极管d10、电阻r12、电阻r13和电阻r14，二极管d9的阳极接地，二极管d9的阴极连接副绕组的检测波信号电压，二极管d10的阴极接地，二极管d10的阳极同时与电阻r12的一端、电阻r13和一端和电阻r14的一端连接，电阻r12的另一端同时与二极管d5的阴极和二极管d6的阴极连接，电阻r13的另一端同时与光电耦合器oc1的阴极和光电耦合器oc2的阴极连接，电阻r14的另一端通过电阻r24与电桥整流器t1的阳极连接。
35.这样，由于a点到光电耦合器oc1 二极管的阴极与电阻r13连接点压降为一个二极管pn结压降加一个光电二极管的pn结压降；而b点（npn三极管bg4的基极，如附图2所示）到光电耦合器oc1中二极管阴极与电阻r13连接点压降为一个三极管基极到发射极的pn结压降加一个光电二极管的pn结压降；由于二极管的pn结压降比三极管基极到发射极的pn结压降低0.1v，这个电路在副绕组检测波信号电压比sin（90
°
+α）的副绕组参照波信号电位高0.1v以下时，a点输出的电流便通过二极管d4、光电耦合器oc1和电阻r13形成回路，b点输出的电流只能通过二极管d6和电阻r12形成回路，无法通过npn三极管bg4和光电耦合器oc2 构成的过桥电路；一旦副绕组检测波信号电压比sin（90
°
+α）的副绕组参照波信号电位高出0.1v以上，npn三极管bg4和光电耦合器oc2 构成的过桥电路就会导通，三极管基极到发射
极的pn结压降变成集电极到发射极的压降，压降值从0.65v降到0.3v，比二极管的pn结压降值低0.25v，b点输出的电流便全部通过npn三极管bg4和光电耦合器oc2 构成的过桥电路经电阻r13形成回路，光电耦合器oc2 被驱动；而a点输出的电流被迫全部通过二极管d5和电阻r12形成回路，二极管d5对a点的引流，能在a、b两点互换电流通道过程时，把a、b两点间的电位差维持在原状。
36.然而，光电耦合器oc2 的驱动电流在2ma左右，在副绕组检测波信号电压为高电位输出，驱动2ma电流没有问题，一旦它交变到低电位时，用副绕组检测波自己的电压是无法驱动光电耦合器oc2 的；所以，本发明使用副绕组检测波信号电压在低电位时期为高电位的单向波负压电源给电桥对比电路供电，其供电模块由二极管d8、二极管d9、二极管d10和电阻r12、电阻r13和电阻r14，由此，从电桥整流器t1输出的负压单向波电源，一路通过电阻r14、电阻r13、光电耦合器oc1、二极管d4和二极管d8构成针对电桥a墩回路构成负压加载，而另一路通过电阻r14、电阻r12、二极管d6和二极管d9构成针对电桥b墩回路构成负压加载；二极管d8将负压波载入a点的电流引流入地，让a点在参入负压波电流后的电位维持原状；二极管d9将负压波载入b点的电流引流入地，让b点在参入负压波电流后的电位同样维持原状；负压单向波对a、b两点的加载，对参照波和副绕组检测波的输入没有任何影响二极管d10将a、b两点载入电阻r12和电阻r13连接点的正压电流导流入地，能保证电阻r12和电阻r13连接点电压能够显示为大小与a点电压大小相同的电源负压单向波电压；由于在电阻r12和电阻r13连接点载入的负压单向波电源，其波峰期是参照波或副绕组检测波输入电压的波谷期，这就能确保a、b两点到电阻r12与电阻r13的连接点有稳定电压加载，所以，即使在副绕组检测波信号电压接近于零时，只要副绕组检测波电压高于sin（90
°
+α）的副绕组参照波信号电位0.1v，光电耦合器oc2 都会有2ma的电流驱动。
37.在本实施例中，电容充放电倒换开关电路包括电桥整流器t4、电桥整流器t5、场效应管bt1、场效应管bt2、pnp三极管bg5、npn三极管bg6、达林顿管bg7、二极管d13、锗二极管d14、锗二极管d15、二极管d16、二极管d17、电阻r15、电阻r16、电阻r17、电阻r18、电阻r19、电阻r20、电阻r21、电阻r22和电阻r23，电桥整流器t4的一个交流端与电源的火线连接，电桥整流器t4的另一个交流端同时与电桥整流器t5的一个交流端和移相电容器的一端连接，电桥整流器t4的阳极端接地，电桥整流器t4的阴极端与场效应管bt1的源极连接，电桥整流器t5的另一个交流端与电源的零线连接，电桥整流器t5的阳极端接地，电桥整流器t5的阴极端与场效应管bt2的源极连接，场效应管bt2的漏极同时与场效应管bt1的漏极和电阻r22的一端连接，电阻r22的另一端接地，场效应管bt1的栅极通过电阻r21接地，场效应管bt2的栅极通过电阻r20接地，达林顿管bg7的集电极与场效应管bt2的栅极连接，达林顿管bg7的发射极同时与二极管d17的阴极、npn三极管bg6的发射极和电阻r23的一端连接，达林顿管bg7的基极与锗二极管d14的阴极连接，锗二极管d14的阳极与场效应管bt2的漏极连接，二极管d17的阳极接地，电阻r23的另一端与二极管d16的阳极连接，二极管d16的阴极与电阻r24连接，电阻r15的一端与达林顿管bg7的基极连接，电阻r15的另一端与光电耦合管oc2的发射极连接，光电耦合管oc2的集电极连接10v电源，npn三极管bg6的基极与锗二极管d15的阴极连接，锗二极管d15的阳极与场效应管bt2的漏极连接，npn三极管bg6的集电极与场效应管bt1的栅极连接，电阻r18的一端同时与二极管d13的阳极和场效应管bt1的栅极连接，电阻r18的另一端与pnp三极管bg5的集电极连接，pnp三极管bg5的发射极连接10v电源，pnp
三极管bg5的基极通过电阻r16与npn三极管bg1的集电极连接，二极管d13的阴极与电阻r17的一端连接，电阻r17的另一端与达林顿管bg7的基极连接，电阻r19的一端与达林顿管bg7的集电极连接，电阻r19的另一端连接10v电源。
38.这样，零线是电机主、副绕组连接电源的公共连接端，火线为主绕组连接端，移相电容器c的另一端为副绕组连接端。当场效应管bt1导通时，电桥整流器t4的交流端跟随导通，电源可通过副绕组对移相电容器c进行充电；场效应管bt1关闭时，电桥整流器t4的交流端跟随关闭，电桥整流器t4和场效应管bt1组成了由单向电压控制的双向电流开关，供移相电容器c充电使用；同样，当场效应管bt2导通时，电桥整流器t5的交流端跟随导通，移相电容器c的蓄电就能避开电源，经过副绕组实施放电；场效应管bt2关闭时，电桥整流器t5的交流端跟随关闭，电桥整流器t5和场效应管bt2同样组成了由单向电压控制的双向电流开关，供移相电容器c放电使用。
39.其中，场效应管bt2的偏压由电阻r19连接10v电源获得，场效应管bt2处于常开状态，要关闭场效应管bt2时，在达林顿管bg7的基极输入电流即可。
40.场效应管bt1的偏压由电阻r18连接pnp三极管bg5的集电极而获得，在npn三极管bg1发出充电开关信号以后，pnp三极管bg5被打开，pnp三极管bg5的集电极电位从0开始快速上升到5v；在pnp三极管bg5的集电极电位上升超过到0.4v时，由于二极管d13电压降为0.3v，达林顿管bg7的基极到发射极的电压降为0.65v，达林顿管bg7的发射极连接在-0.55v的电源上，它们的和值为0.4v；所以此刻达林顿管bg7导通而关闭场效应管bt2；在pnp三极管bg5的集电极电位上升超过到1.1v时， 场效应管bt1的g极由此获得偏压，场效应管bt1被打开。这样，场效应管bt1在打开前，场效应管bt2会提前关闭，反过来场效应管bt1在关闭以后，场效应管bt2才会打开，只需控制好场效应管bt1打开和关闭的时间，就能准确控制移相电容器c的充、放电时间。
41.当场效应管bt1电流过大时，二极管d15将场效应管bt1的过流信号输送到npn三极管bg6的基极，npn三极管bg6会及时打断场效应管bt1的电流，使其恢复正常。
42.同时，电桥对比电路连接场效应管bt2的打断信号由电阻r15连接到达林顿管bg7的基极，二极管d13能够阻断由电阻r15过来的信号通过电阻r18进入场效应管bt1的g极（栅极），在移相电容器c放电时期，副绕组载入电流过大时，达林顿管bg7会及时打断场效应管bt2的电流，使其恢复正常；二极管d14在将场效应管bt2的过流信号输送给达林顿管bg7基极的同时，还能阻断由电阻r15和电阻r17进入的信号通过电阻r22形成回路。
43.在场效应管bt1打开时，场效应管bt2需要处于绝对关闭状态；由于场效应管bt2的关闭是靠达林顿管bg7短路其g极端电压，考虑达林顿管bg7的压降，所以必须将达林顿管bg7的发射极连入-0.55v电源，能保证关闭场效应管bt2时，其g极端电压在0v以下。-0.55v电源在npn三极管bg6或达林顿管bg7导通时，能完全阻断场效应管bt1或场效应管bt2的电流； bg7用达林顿管能够让场效应管bt2的电流关闭和打开时间与场效应管bt1的电流打开和关闭时间完全错开，由于在pnp三极管bg5打开时，其集电极从0上升到5v的时间非常短，在2v左右要求场效应管bt2完全关闭，在稳压二极管w2的作用下，要4v左右场效应管bt1的控制极电压才会被打开；所以，达林顿管bg7只有用达林顿管，场效应管bt2才能达到这个关闭速度。
44.必要时可以将电阻r10变成温控检测电桥，输出温控信号连接npn三极管bg6基极，
在芯片温度过高时关闭场效应管bt1的电流。
45.由于在移相电容器运行中，无论电机运行负载是大还是小，其充、放电电流不变；还可以在场效应管bt1的g极与-0.55v电源之间，输出一个电压信号，将其放大变为直流信号后，能够显示副绕组电流和移相电容器c是否变质，连接报警电路后，在移相电容器c变质时可以报警。
46.在本实施例中，智能修正系统还包括延时电路，延时电路包括电阻r25、pnp三极管bg8和电容c5，电阻r25的一端同时与npn三极管bg6的集电极和pnp三极管bg8的集电极连接，pnp三极管bg8的发射极通过电阻r18与pnp三极管bg5的集电极连接，pnp三极管bg8的基极通过稳压二极管w2与电阻r25连接，且pnp三极管bg8的基极与稳压二极管w2的阴极连接，电容c5的一端与二极管d13的阴极连接，电容c5的另一端接地。
47.在本实施例中，智能修正系统还包括电阻r7、电阻r9、电阻r11、稳压二极管w1、电容c3、二极管d11、二极管d12、电桥整流器t2和电桥整流器t3，电阻r11的一端与二极管d9的阴极连接，电阻r11的另一端同时与二极管d11的阳极和电桥整流器t3的阴极连接，电桥整流器t3的阳极接地，电桥整流器t3的一个交流端与电源的零线连接，电桥整流器t3的另一个交流端同时与电桥整流器t2的一个交流端和移相电容器的一端连接，电桥整流器t2的另一个交流端与移相电容器的另一端连接，电桥整流器t2的阴极同时与二极管d12的阴极和电阻r7的一端连接，二极管d12的阳极与场效应管bt2的源极连接，电阻r7的另一端同时与电容c3的一端、电阻r9的一端和电阻r8的一端连接，电阻r8的另一端与电阻r6连接，电阻r9的另一端同时与电阻r19的一端和稳压二极管w1的阴极连接，电阻r19的另一端与场效应管bt2的栅极连接，稳压二极管w1的阳极接地。
48.本发明在整体电路工作期间，电源电位在0
°
至90
°
时期，副相运行与原有电容电机相同，电源电位在90
°
至180
°
时期，副绕组断开了电源，连接好压控输入电路；移相电容器c从电源电位90
°
开始按照sin（90
°
+α）振幅载入电流放电，到电源电位150
°
时，放电电位下降至0.866vm左右；到电源电位180
°
时，放电电位下降至0.707vm左右；它进入对副绕组叠加供电期的电容余电与原有电容电机相当；不同的是电源电位180
°
之前的电容放电，全部没有通过电源回路，在直接减少很多电源计量电流的同时，还能减少大部分电源污染。
49.电机主绕组直接使用电源驱动；在主绕组电极不被偏移的情况下，主、副绕组各占90
°
弧段的负载；在主绕组电极向副绕组一边偏移30
°
后，主绕组占120
°
弧段的负载，副绕组占60
°
弧段的负载，副绕组负载仅有主绕组负载的一半。结果是电容器按负载比例减小而减小，bt1、bt2和t4、t5的电流配置也相应减小；加上在副绕组回路中，bt1和t4导通时，bt2和t5断开，bt1和t4断开时，bt2和t5导通；这又更加减小了bt1、bt2和t4、t5的发热量。
50.原有电容电机在电源电位150
°
至180
°
时期被重复计量的电容器放电能量，与本发明电机电容器充电时期增加的充电能量相当；本发明电机在电源电位90
°
至180
°
时期的电容器放电，都不会通过电源而被计量；在电源电位90
°
至120
°
时期，转子增加的侧扭力由主绕组改变电极分布相位后获得，其增加的输出电源有相应的输入；在电源电位120
°
至180
°
时期，转子增加的侧扭力由电容器放电所获得，而电容器充电时期增加的充电能量，只能抵消电容器在电源电位150
°
至180
°
时期没被计量的电能量，电源电位120
°
至150
°
期间转子获得的侧扭力，就没有增加电源输入；说明效率提升达到了最高效率的1/6；增加的输出为电源电位在90
°
至150
°
时期的输出，达到最大输出的1/3。
51.与现有技术相比，本发明具有以下优点：本发明从电源中提取一个30v的负压单向波信号，将其经过电阻降压后，输入到1-cosα负压波生成电路以获取1-cosα的负压单向波信号，再将1-cosα的负压单向波信号通过多相输入合成的直流电源电路的正压直流电做整体电位提升，变成sin（90
°
+α）的副绕组参照波信号电压；然后将其与来自副绕组两端的副绕组检测波信号电压在电桥对比电路中做电位对比，输出放电打断信号到电容充放电倒换开关电路；同时在1-cosα负压波生成电路中取出移相电容器充电时期的同步信号，控制电容充放电倒换开关电路；在移相电容器充电期间，电容充放电倒换开关电路经过电源连接移相电容器和副绕组形成回路；在移相电容器放电期间电，电容充放电倒换开关电路避开电源，通过移相电容器和副绕组形成回路。本发明在电源电压的0
°
至90
°
相位时期，让副绕组回路连接电源，并且使用sin（90
°
+α）的副绕组参照波信号电压在电桥对比电路中与副绕组两端的检测波信号电压对比，智能修正副绕组的载入电流；在电源电压的90
°
至180
°
相位期间，移相电容器连接电源火线一端脱开后，连入零线一端，移相电容器经过副绕组直接构成放电回路；在电源电压的90
°
至150
°
相位期间，使用sin（90
°
+α）的副绕组参照波信号电压在电桥对比电路中与副绕组两端的检测波信号电压对比，智能修正副绕组的载入电流；控制移相电容器配置在电源电位150
°
时达到放电波峰，以后让移相电容器按照自然下降电位的方式放电；到电源电位180
°
时，移相电容器放电电位下降至0.866vm；并且将移相电容器连接电源零线的一端脱开后，重新连入火线。本发明中多相输入合成的直流电源电路分别在电容器两端、副绕组两端和电源中提取电压，经电阻降压到42v直流电，这样可以少用滤波电容器，便于电路的集成。本发明的电容电机的扭矩和效率提升显著，大量减小电源污染，副相元器件电流小，发热量低，成本低，能将移相电容器以外的电子电路集成在接线架中，标明电源接点和电容器接点，接线与原有电容电机接线相同，表面看起来没有增加任何零件，本发明的系统结合发明人之前申请的公开号为cn111245132a的一种电容电机定子绕组的排线结构及其工作方法中的定子绕组绕线方法，能够将电容电机的设定效果发挥到极致状态，实现大扭矩启动时，不必用启动电容等等。发明人之前申请的公开号为cn111245132a的一种电容电机定子绕组的排线结构及其工作方法中的定子绕组的排线结构，能够用副绕组极小的励磁电流，感应部分主绕组分流，来重新排列主绕组分布相位；在移相电容器充电时期，主绕组分布电极向转子转来的方向偏移30
°
；而在移相电容器的放电时期，主绕组分布电极向转子转去的方向偏移30
°
。由于主、副绕组是励磁的同一个磁通，两相绕组的电极排列被缩小30
°
后，在电源电位的0
°
至45
°
期间，副绕组通过电流可以提高20%，主绕组输入电流会相应减小；而在电源电位的90
°
至135
°
期间，主绕组又能给副绕组承担80%的负载，大量减少移相电容器的放电量；可将移相电容器的充、放电运行调整回平衡状态。
52.最后需要说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制技术方案，本领域的普通技术人员应当理解，那些对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本技术方案的宗旨和范围，均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。