一种三电平电机变频器中点电量偏差抑制方法

本发明涉及三电平npc电机变频器传动，尤其是一种三电平电机变频器中点电量偏差抑制方法。

背景技术：

1、作为现代工业的核心设备，三相交流电机在传动、发电领域都有着广泛的应用。随着社会工业的快速发展，电机的功率等级越来越大。产业竞争加剧更是加速推动了高速电机的发展应用。

2、目前行业主流的大功率电机大多采用中压路线，而受限于igbt等功率器件最大反偏电压(vces)的限制，用于控制电机的变频器往往采用中点钳位型三电平(下称3l-npc)方案，如图1所示，3l-npc变频器利用igbt串联分压特性，适用于中压电机控制。但在这种拓扑应用时，常规的pwm控制不可避免地会带来中点电位波动的问题，给设备安全稳定运行带来巨大挑战。如何实现正负母线均压控制(即中点电位平衡控制)，成为阻碍产品落地的一项技术难点。

3、为了解决这一问题，国内外学者们提出了无零矢量发波控制、零序分量注入法等相关pwm调制策略。无零矢量发波控制算法igbt在一个载波周期内连续多次动作，带来较大的系统损耗，且谐波特性较差；零序分量注入法算法较为复杂，在较高开关频率工况下应用效果较好，但在低开关频率工况下效果较差。还有学者提出一种基于双载波的pwm调制算法(下称dmpwm)，通过先构造零序分量，通过调节每相的零矢量作用时间，使得变频器的三相调制波在一个载波周期内“o”状态占空比相等，实现了中点电位平衡控制，这种方法实质上是一种7段式svpwm的调制策略优化算法。随着高速大功率电机的应用推广，为提高机侧控制能力，需要提高变频器机侧开关频率，dmpwm调制算法损耗较大，存在很大的局限性。

4、得益于一个开关周期内功率器件开关次数少，相对损耗更低，断续pwm发波方法(下称dpwm)、特定谐波消除pwm发波方法(下称shepwm)等调制算法在高速大功率电机驱动方案上的应用方案越来越多。但无论是dpwm还是shepwm，破坏了dmpwm中点电位平衡控制策略的先决条件：umax＝-umin，在不切换无零矢量发波方案的前提下，无法实现三电平变频器直流母线中点电位平衡控制。

技术实现思路

1、为解决高速电机变频器机侧非对称pwm调制方法带来的母线中点电位不平衡的问题，本发明的目的在于提供一种通过实时预测下个开关周期直流母线中点电位多余电量，设定双载波调制脉宽对其进行抵消的三电平电机变频器中点电量偏差抑制方法。

2、为实现上述目的，本发明采用了以下技术方案：一种三电平电机变频器中点电量偏差抑制方法，该方法包括下列顺序的步骤：

3、(1)根据变频器机侧调制度以及预测变频器机侧三相电流的大小，结合当前正负母线电压偏差预测下一个开关周期中间点电量偏差值即预测偏差电量q；

4、(2)在变频器网侧三相电流中取电流中间值对应的相作为第一作用相，结合第一作用相的电流大小，计算移除预测偏差电量q所需第一作用相的“o”状态可调占空比d1；

5、(3)判断第一作用相是否能够有效消除预测偏差电量q，即第一作用相的“o”状态可调占空比d1是否超过其最大“o”状态可调占空比dmid-max：若满足0≤d1≤dmid-max，则满足消除条件，进入步骤(5)，否则，设定d1＝dmid-max或d1＝0，相应的第一作用相可移除的电量为δq1；继续选择第二作用相，在变频器网侧三相电流中取电流最小值对应的相作为第二作用相，结合第二作用相的电流大小，计算移除剩余预测偏差电量δq2所需第二作用相的“o”状态可调占空比d2，δq2＝q-δq1；

6、(4)判断第二作用相是否能够有效消除剩余预测偏差电量δq2，若计算出第二作用相的“o”状态可调占空比d2≥0，则满足消除条件，进入步骤(5)；若d2<0，则设定d2＝0；计算第一作用相和第二作用相均取极限值时“o”状态可调占空比工况下移除预测偏差电量q所需要的时间，调节变频器网侧开关频率，增加开关作用时间δts，以满足电量偏差消除；

7、(5)对变频器网侧dmpwm调制模型进行改进，得到改进后的dmpwm模型即qe-dmpwm模型，将第一作用相的“o”状态可调占空比d1、第二作用相的“o”状态可调占空比d2输入qe-dmpwm模型，并调节网侧开关频率增量值，得到一组新的pwm输出波形。

8、所述步骤(1)具体包括以下步骤：

9、(1a)定义电机变频器机侧电流流入母线方向为正方向；

10、(1b)以k-1时刻为基准，预测变频器机侧x相下一个开关周期各相的电流大小ix(k)及其对应的“o”状态占空比dx0(k)；

11、(1c)计算下个开关周期机侧功率模组单元流入母线中点的平均电流im0(k)＝iu(k)du0(k)+iv(k)dv0(k)+iw(k)dw0(k)；式中iu(k)、iv(k)、iw(k)分别表示检测到的变频器机侧u、v、w三相电流瞬时值大小，du0(k)、dv0(k)、dw0(k)分别表示计算得到的机侧u、v、w三相电流“o”状态占空比大小；

12、(1d)预测当机侧开关周期为tm时，下一个产生电压偏差的电量大小q1＝im0(k)*tm；

13、(1e)结合测得的当前电压偏差量δu2＝u--u+，式中u-、u+分别表示检测到的直流负母线、正母线电压大小，计算出对应的母线中点多余电量q2＝δu2*c，其中c表示半母线电容容值；

14、(1f)对应的下一个开关周期中间点电量偏差值即预测偏差电量q＝q1+q2。

15、所述步骤(2)具体包括以下步骤：

16、(2a)定义电机变频器网侧电流流出母线方向为正方向，网侧开关周期为ts，网侧功率模组单元流出中性点的平均电流is0(k)＝ia(k)da0(k)+ib(k)db0(k)+ic(k)dc0(k)，式中ia(k)、ib(k)、ic(k)分别表示检测到的变频器网侧a、b、c三相电流瞬时值大小，da0(k)、db0(k)、dc0(k)分别表示使得is0(k)＝0时的网侧a、b、c三相电流“o”状态占空比大小；

17、(2b)若预测偏差电量q≥0：选取网侧三相电流大小为中间值对应相作为第一作用相，其电流大小i1＝imid＝mid(ia，ib，ic)，imid表示检测到的第一作用相电流值，对应的“o”原始状态占空比为dmid0，可调占空比为δdmid0，调整后的占空比d1＝dmid0+δdmid0，根据dmpwm理论，0≤d1≤dmid-max，其中dmid-max为最大“o”状态可调占空比；

18、当i1＞0时，将第一作用相对应的“o”状态占空比增大δdmid0，使得i1*δdmid0*ts＝q，若δdmid0+dmid0≥dmid-max，则取δdmid0＝dmid-max-dmid0；当imid＜0时，第一作用相对应的“o”状态占空比减小δdmid0，使得-i1*δdmid0*ts＝q，若-δdmid0+dmid0≤0，则取δdmid0＝dmid0；当imid＝0时，不做调整，即δdmid0＝0；

19、赋值第一作用相可移除的电量δq1＝i1*|δdmid0|*ts；

20、(2c)若预测偏差电量q＜0：

21、当i1＞0时，第一作用相对应的“o”状态占空比减小δdmid0，使得-i1*δdmid0*ts＝q，若-δdmid0+dmid0≤0，则取δdmid0＝dmid0；当imid＜0时，将第一作用相对应的“o”状态占空比增大δdmid0，使得i1*δdmid0*ts＝q，若δdmid0+dmid0≥dmid-max，取则δdmid0＝dmid-max-dmid0；当imid＝0时，不做调整，即δdmid0＝0；

22、赋值第一作用相可移除的电量δq1＝-i1*|δdmid0|*ts。

23、所述步骤(3)具体包括以下步骤：

24、(3a)定义电机变频器网侧电流流出母线方向为正方向，判定第一作用相的“o”状态可调占空比d1大小，若不满足表达式：0≤d1≤dmid-max，则需要调整第二作用相的“o”状态可调占空比d2；

25、(3b)计算第一作用相的“o”状态可调占空比d1取极限值0或dmid-max情况下的可移除的电量δq1，则剩余预测偏差电量δq2＝q-δq1；

26、(3c)当剩余预测偏差电量δq2≥0时：选取网侧三相电流大小为最小值对应相作为第二作用相，其电流大小i2＝imin＝min(ia，ib，ic)，imin表示检测到的第一作用相电流值，对应的“o”原始状态占空比为dmin0，可调占空比为δdmin0，使得-i2*dmin0*ts＝δq2，调整后的占空比d2＝dmin0-δdmin0，若计算得到的dmin0-δdmin0≤0，则δdmin0＝dmin0；

27、赋值剩余预测偏差电量δq2＝i2*|δdmin0|*ts；

28、(3d)当剩余预测偏差电量δq2＜0时：选取网侧三相电流大小为最大值对应相作为第二作用相，其电流大小i2＝imax＝max(ia，ib，ic)，imax表示检测到的第一作用相电流值，对应的“o”原始状态占空比为dmax0，可调占空比为δdmax0，使得-i2*dmax0*ts＝δq2，调整后的占空比d2＝dmax0-δdmax0；若计算得到的dmax0-δdmax0≤0，则δdmax0＝dmax0；

29、赋值剩余预测偏差电量δq2＝-i2*|δdmax0|*ts。

30、所述步骤(4)具体是指：当i1的“o”状态可调占空比d1、i2的“o”状态可调占空比d2均取极限值，即i1对应的“o”状态可调占空比占空比d1＝dmid-max或0且i1对应的“0”状态可调占空比占空比d1＝0时，仍无法满足全部电荷量的移除条件：q＞δq1+δq2，则增加开关作用时间δts，以满足电量偏差消除，其中δts满足计算公式：

31、(δq1+δq2)*(1+δts/ts)＝q

32、式中，ts为网侧开关周期；若d1，d2未同时取极限值，则δts＝0。

33、所述步骤(5)具体是指：根据预测得到的多余电量，对常规的dmpwm进行改进，调整第一作用相的“o”状态可调占空比d1，设第一作用相可移除的电量为δq1，作用电流为imid，对应的调制度为umid，开关周期为tc；

34、由相似三角形原理，消除第一作用相可移除的电量为δq1，调制度需要进行相应变换：

35、

36、式中，umid、umax分别表示dmpwm模型下中间相、最大电流相调制波电压值，umidpos、umidneg分别表示调整后的第一作用相对应的正向和负向调制波电压值；

37、选择修正后的umidpos、umidneg作为新的正向、负向双载波调制输入，得到预期的“o”状态可调占空比，同理计算第二作用相相对应的正向和负向调制波电压值uminpos、uminneg或umaxpos、umaxneg；

38、通过上式得到改进后的dmpwm模型即qe-dmpwm模型。

39、由上述技术方案可知，本发明的有益效果为：第一，本发明通过基于机侧三相电流及其对应的“o”状态占空比预测，可以准确预测下个开关周期直流母线中点产生的偏差电量；第二，本发明采用变频器网侧pwm控制，可通过调整三相“o”状态占空比对直流母线中点充放电，改变正、负半母线电压；第三，本发明采用灵活的变频器网侧pwm控制，可以有效抑制变频器机侧不对称调制算法产生的偏差电量。