电源变换器的制作方法

专利名称：电源变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及电源变换器，它将直流电流变换为交流电或相反地，将交流电变换为直流电。本发明尤其涉及脉冲宽度调制(PWM)逆变器的控制。
现有技术逆变器调制方法中的一个实例已在“对近期来逆变器控制方法的评价”一文中进行了揭示，该文刊载在由Denkixha Kenkyuukai于1993年4月出版的“Denkisha no Kagaku”第44页

图1。
参见图2，在一牵引电话机逆变器中，进行了恒定的控制从而使一区域中输出电压与基波频率之间的比值维持恒定，所述区域中输出电压的基波频率较低，该区域被称作变频变压区域，而当在一区域中维持最大电压值时进行频率控制，所述区域中输出电压基波频率增大从而使其输出电压的幅值成为最大，该区域被称为恒压变频区域。由于在变频变压区域中使用脉冲宽度调制对输出电压进行调节，因而使用了多脉冲模式，其输出电压的半个周期内包括了多个电压脉冲。另一方面，在恒压变频区内，为了使其电压利用率最大以使装置的尺寸减至最小，采用了单脉冲模式，其输出电压的半个周期内包括一个单个的宽脉冲。
在现有技术的、使用可关断晶闸管作为其开关元件的、下文中称为GTO逆变器的逆变器中，根据脉冲计数开关方法使用了多脉冲方式。所述方法如图3中所示，它使用增大输出电压基波频率，通过开关包含在其一个周期中的脉冲的数量来进行递减记数。这是由于对GTO晶闸管的开关频率所定的几百赫兹的上限而造成的。然而，这种方法存在这样的问题，即，会出现伴随着音调变化的磁场噪声，从而由于在采用脉冲计数开关时开关频率间的不连续而产生不谐合的噪声。
此外，在使用GTO晶闸管时还存在另一个问题，即根据GTO晶闸管的最小关断时间，在其输出电压的半周期内含三个脉冲的三脉冲模式输出电压和其中含一个脉冲的单脉冲模式输出电压之间出现约为10%的电压跳变，从而导致转矩中出现波动。当从三脉冲模式开关至单脉冲模式时，由牵引电动机产生所述转矩波动。
本发明的主要目的在于提供一种二电平逆变器装置，它能以多脉冲模式及单脉冲模式组合的方式，控制输出电压的幅值，使之由零增加到最大值，基本上消除了开关频率间的不连续性，从而减小了伴随着音调变化的不谐合磁场噪声，同时它通过使多脉冲模式和单脉冲模式间的间隙降至最小，从而可在输出电压的整个范围上进行连续的控制。
通过以下构思可实现本发明的上述主要目的，它包括一多脉冲发生装置，它产生一选通信号以输出双极性调制电压。该电压由一在其输出电压基波之任一周期上均具有一致的脉冲发生周期的脉冲宽度调制器进行控制，和一用来输出过调制电压的选通信号，在所述过调制电压中，邻近于输出电压基波之波峰处的脉宽大于邻近于过零点处的脉宽;一单脉冲发生装置，它产生单脉冲，其极性与输出电压基波极性相同;一选择装置，它根据在输出基波之一周期中所含的脉冲数量、输出电压的幅值、调制比或输出电压基波频率，从多脉冲发生装置和单脉冲发生装置中选出任一输出。
将多脉冲发生装置设计为可与输出电压基波频率无关地对输出电压波形上经过脉宽调制的部分的脉冲发生周期进行设置，从而可使其开关频率在双极性调制时保持恒定。且使其开关频率在过调制时逐渐趋近于为用于单脉冲而设置的预定的开关频率，从而消除开关频率间的不连续性。
而且，通过对应该能够进行多脉冲模式和单脉冲模式间的变换处的输出电压进行控制，同时在变换时间内根据输出电压基波对相位进行控制，可在电流和电动机所产生的转矩中不引起波动的条件下平稳地进行两种模式间的变换。
参照下列附图将有利于理解这里所揭示的本发明。
图1是示出了本发明之一实施例的简图;
图2是示出了本发明之牵引电动机逆变器工作特性的简图;
图3是现有技术的逆变器调制方法的一种实例;
图4是示出了本发明之一种逆变器的工作特性的简图;
图5是示出了本发明多脉冲发生装置之结构的一种实例的简图;
图6是示出了双极性模式中调制波形、载波波形和开关函数的简图;
图7是示出了调制波形、载波波形和过调制模式中的开关函数的简图;
图8示出了输出电压基波波形及与其关联的单脉冲模式开关函数;
图9是示出差拍现象产生的简图;
图10示出了邻近于输出电压零交点处的平均脉冲数与电流脉冲间的相互关系;
图11示出了根据相移在模式变化后立即出现的瞬态电流波动;
图12示出了图11(a)中的模式改变定时;
图13示出了图11(b)中的模式改变定时;
图14示出了模式变换后立即出现的相移和瞬态电流波动间的关系;
图15示出了允许的相移设置范围;
图16示出了本发明的PWM模式选择装置之构思的一种实例;
图17示出了根据本发明逆变器输出电压之基波频率与开关频率间的关系。
上列示图中，1为积分器，2为多脉冲发生装置，3为单脉冲发生装置，4为PWM模式选择装置，5为二电平三相PWM逆变器，6为感应电动机，7为滤波电抗器，8为滤波电容器，9为直流馈电线，21为函数Y＝Sin(x)，22为正弦波发生装置，23为开关频率，24为开关函数运算装置，241为调制波ax，242为载波C，243为开关函数S1x，244为调制波ax，245为载波C，246为切换函数S1x，31为输出电压基波，32为开关函数S2x，41为移位电压设置装置，42为模式选择命令发生装置，43为移相设置装置，44为移相控制装置，45、46、47为模式选择开关。
下面将参照图1至17对本发明的较佳实施例进行描述。
图4示出了根据本发明逆变器工作的PWM模式。逆变器以这样的方式运行，它分别在低输出电压范围内，以双极性模式工作;在高输出电压范围内，以过调制模式工作;在最大输出电压范围内，以单脉冲模式工作。
图1是示出本发明之一种实施例的简图，其中标号6是一感应电动机，5是驱动感应电动机的二电平三相PWM逆变器，9是来自架空直流馈线的逆变器电源，7和8分别表示设置于逆变器之直流输入侧的滤波电抗器和电容器。
图1中，多脉冲发生装置2、单脉冲发生装置3和PWM模式选择装置4根据逆变器的输出电压指令E＊和每一相的输出电压基波相位θx分别产生逆变器控制信号，所述相位θX分别产生逆变器控制信号，所述相位θx通过在积分器1中对其频率指令i＊进行积分而得到(其中下标x代表u、v、w中之任一相)。在这些逆变器控制信号中，S1X，S2X和SX被称为开关函数，当逆变器之正向臂导通时它被规定取1，当其负向臂导通时取0。
首先将描述这些逆变器控制信号是如何产生的。
图5中示出了多脉冲发生装置1之一实例，它仅示出了其中所包含的一相组分。这里，用同一发生装置来产生双极性模式和过调制模式中的开关函数。用输出电压指令-调制比变换装置21由输出电压指令E＊得到调制比A，即调制波的幅度。假定载波幅值为1，则在双极性模式中调制比为0≤A≤1，而在过调制模式中调制比A＞1。为了使输出基波的幅值与电压指令相一致，E＊和A被调节为与双极性模式中的等式1及过调制模式中的等式2相对应。
E＊＝ (π)/4 A 等式1E*=12〔Sin-11A+1+1A2〕 等式2]]>在步骤22中得到函数Y＝Sin(x)、输出电压基波相θX(等于调制相)的SinθX时，将SinθX再乘以调制比A从而产生调制波ax。将所述调制波ax和一载波频率Fc(它等于双极性模式中的开关频率)送入开关函数计算装置24，从而得到了开关函数S1x。
开关函数计算装置24产生一三角形脉冲的载波，该脉冲幅值为1，频率为Fc，将它与调制波的值相比较，以产生一开关函数。作为一种替换，可通过计算调制波ax和其脉冲间隔从而不使用所述三角形脉冲来得到开关函数。
图6和7示出了根据与三角脉冲所作的比较而得到的双极性模式和过调制模式之开关函数波形的实例。
在根据本发明的逆变器装置中，将一些可在几千赫兹的开关频率下工作的器件例如IGBT，大容量晶体管或类似器件用作开关元件(下文中统称为IGBT逆变器)，且在多脉冲模式工作时将调制波和载波设计为异步的。因此，其开关频率被调节成在双极性转换中为恒定的，且在下文将进行描述的单脉冲模式中为逐渐趋近于一预定的开关频率。
由于在多脉冲模式中调制波和载波是异步的，载波必须具有比调制频率高得多的频率，根据实践它宜具有约高出10倍的频率。
图8中示出了由图1的单脉冲发生装置产生的开关函数之波形的一种实例。当输出电压的基波信号为正时，无论其幅值大小如何开关函数S2X的值取1，且当该信号为负时，S2X的值取零。
接着，将在下文中描述这样一种结构，它结合了多脉冲模式和单脉冲模式，从而可平衡地控制高输出电压区域。
现有技术的过调制方法具有一文献，题为“电压型三相PWM逆变器的过调制控制方法”，该文献载于日本电子工程师协会工业应用部全国会议录Heisei3第106号中。根据这一现有技术，描述了一种六步骤逆变器的运行，在过调制波模式中进一步扩展，增加调制比，以覆盖单脉冲模式的工作。然而，当以过调制模式的扩展进行单脉冲模式的工作时，即过多地增大调制率来进行过调制时，会出现下列问题。
第一个问题是过调制模式变换至单脉冲模式的变换点依据其开关频率而定。因而，变换点不得自行设置。
第二个问题是，在过调制模式中，调制波和载波异步时，由于器件的导通和截止时间的影响，使位于过零点附近调制波的脉冲可能或者不产生过调制模式和单脉冲模式间的边界附近。因而，在正输出电压与负输出电压间出现不平衡，从而导致产生了差拍现象，使得逆变器负载电流上叠加了低频脉动。
第三个问题参见图7，可将一输出电压波形(它等效于下文中将描述的函数的波形)分为两部分一部分具有相同的脉冲间隔(等距离脉冲)，即，在调制波的零交点附近具有相同的脉冲发生周期;另一部分具有一个单个宽脉冲宽度组分，其中心对应于调制波的波峰点，从而预期由过调制至单脉冲模式的开关可发生在过调制模式中具有等距离脉冲的任一部分中。在这种情况下，逆变器中的负载电流产生脉动，这会造成由于过电流而引起开关元件的击穿或造成由逆变电动机产生的转矩中相当大的波动。
为了解决上述问题，必须确定一个特定移位电压(下文中称为移位电压)和输出电压基波中的特定相位(下文中称为相移)。在该移位电压上，允许过调制变换为单脉冲模式。在所述相移上进行变换。
首先，下文将讨论确定移位电压的方法。
要求将进行过调制模式和单脉冲模式间变换的移位电压设置为一大约接近于单脉冲模式工作之输出电压的值，即接近于100%。这是因为模式变换期间，当输出电压与其可获得的最大值间相差最小时，可使电动机产生的转矩中的波动减至最小。
然而，在异步PWM中，对应于每一周期，输出电压基波之一周期中所含的个别电压脉冲均具有不同的脉冲宽度，且当过调制模式中的输出电压趋近于100%时，输出电压基波过零点附近的脉冲数减少，这时，其不利的作用变得显著，导致正极性输出电压和负极性输出电压间不平衡，最终导致逆变器负载电流的差拍现象。其中的一个实例示于图9。
参见图10，其中示出了输出电压基波过零点附近的平均脉冲数和由于差拍现象造成的电流脉动间的关系。如图7所示，一部分其绝对值小于1.0的调制波对应于等距离脉冲区域，因此，可由等式3得到平均脉冲数。而且，由等式4确定电流脉动率。图10示出，除非在输出电压基波过零点附近至少获得一个脉冲，由于差拍现象造成的逆变器负载电流中的低频脉动极大。
平均脉冲数＝Sin-11Aπ2×FcFi×14=Fc2πFi× Sin-11A等式3]]>(电流脉动率)＝〔(电流峰-峰值)-(电流基波的峰-峰值)〕/[(电流基波的峰-峰值)〕×100(%)等式4因而，宜将适宜的移位电压设置为某一定值，在该值上可确保在输出电压基波过零点附近至少有一个电压脉冲。由于在多脉冲波型中该值取决于输出基频Fi＊和载波频率Fc，可提供一装置从而通过计算这些值得到该值，或可由输出电压基波频率Fi＊的上限计算和事先预置该值。
接着，下文中将描述如何对移相进行控制。
根据在过调制模式和单脉模式间变换时输出电压基波的相位，逆变器负载电流中和波形变换后立即产生的转矩中瞬态波动所出现的方式不同。图11中示出了这种电流波动的一个实例。图11(a)示出了这样一种情况，三相均在如图12所示输出电压基波U相的0°时发生变换，且在模式变换后立即出现了瞬态电流波动。相反地，图11(b)示出另一种情况，其中，三相均在如图13所示输出电压基波的U相的90°时成批地发生变换，在该处几乎观察不到瞬态电流波动。
参见图14，其中示出了当将所有三相成批地从过调制模式变换为单脉冲模式时输出电压基波之相移(参见U相)和瞬态电流波动间的关系，其中电流波动率由等式5确定。
(电流波动率)＝〔(模式变换时的瞬态峰值电流)-(单脉冲模式中的峰值固定电流)〕/〔(单脉冲模式中的峰值固定电流)〕×100(%)。等式5图14中，在输出电压基波的每60°相位中出现一大电流波动率。这出现在下述情况下，即当三相中的一相处于过调制模式中等距离脉冲区域中时发生过调制和单脉冲模式间的模式变换，因此，存在这两种模式的混合，它加剧了三相间输出电压的瞬态不平衡，从而导致大瞬态电流波动。因此，根据本发明，通过将所有相移设置在如图15所示的所有相位均处于宽脉冲区域及过调制模式的部分内，从而可成功地抑制电流和转矩中的瞬态波动。
为了将三相成批地由过调制模式变换至单脉冲模式，必须确保这样的区域，即过调制模式中来自所有三相的所有输出电压与宽脉冲区域相一致。因此，必须在三相中之任两相(若以相调制波作参考，即在30°、90°、150°、210°、270°、330°处)调制波之交点处的调制波绝对值大于1.0。例如，对于30°而言，当au＝A Sin30°＞1，因而A＞2，且可由等式2得到过调制模式中调制率A和输出电压E＊之间的关系，它必须保持E＊＞95.6%。因此，为了在过调制和单脉冲模式间进行三相成批的模式变换，必须将变换电压设置为大于95.6%的值，且在过调制模式输出电压基波的过零点附近至少要有一个电压脉冲。
图16中示出了用来实现本发明之上述移位电压和移相控制的PWM模式选择装置4之结构的一种实例。图中，模式选择指令发生装置42将移位电压装置41中所设置的移位电压Ec与电压指令E＊相比较，并输出一模式选择指令Mc，根据Mc来选择多脉冲模式和单脉冲模式。
上文中已说明了模式选择指令Mc是根据输出电压指令E＊得到的，然而，由于输出电压指令E＊与调制率一一对应，可进行设计，预置与移位电压相对应的特定调制率Ac，然后将它与调制率A作比较以产生模式选择指令Mc。
而且，同样地，在变频变压区域内，由于输出电压指令和输出电压基波频率间相互一一对应，可进行设计预先设置好对应于移位电压的特定输出电压基频Fic，将它与频率指令Fi＊作比较从而产生模式指令Mc。
变换电压控制装置44读出Mc，当需要变换模式时，比较输出电压基波的相位θX和相移设置装置43中所设置的相移θc。然后，如θX＝θc，它改变其模式选择信号M。根据模式选择信号M，模式选择开关45、46、47选择多脉冲发生装置之输出S1X和单脉冲发生装置之输出S2X中的任一者，然后确定其开关函数SX。
同样可对移相进行控制，在各相上取调制波的绝对值，若其全部超过1.0，因为这表明所有三相均在过调制模式的一个宽脉冲区域中，这时可进行多脉冲发生装置和单脉冲发生装置之输出间的变换。
因此，根据本发明，提供了这样一种二电平逆变器装置，其优点在于，与现有技术的GTO逆变器相比，当进行多脉冲和单脉冲模式间的变换时，输出电压间的差与常规GTO逆变器约为10%相比，已降低至1-2%，从而，可在输出电压由零至最大值的范围上进行连续的控制，并且可以确保多脉冲模式与单脉冲模式运行间的平稳变换，不会引起任何电流与产生的转矩之波动。
参见图17，其中示出了输出电压基频与开关频率间的关系，这里不存在如图3所示的现有技术逆变器调制方法中会出现的相当大的不连续性，因而消除了由于磁场噪声而出现的间断性。
本发明联合使用多脉冲模式和单脉冲模式，从而在对输出电压由零至最大值的这一逆变器装置的控制中，能够消除磁感应噪声中的不连续变化，且在输出电压的整个范围内，实现充分地连续控制。
权利要求
1.一种电源变换系统，带有将直流电流变换为具有两状态电压电平的交流电流的电源变换器和一电动机，该电动机为所述电源所驱动，其特征在于，所述电源变换系统包括用来产生一选通控制信号的装置，在低输出电压区域内用它来产生经过脉冲宽度调制控制的脉冲，该脉冲在其输出电压基波的任一周期内均具有统一的脉冲发生周期；一多脉冲发生装置，用它来产生一选通控制信号，在高输出电压区域内用它来产生一脉冲，该脉冲在输出电压基波之峰值区域的附近具有比在其过零点附近更宽的脉冲宽度；一单脉冲发生装置，用它来产生一选通控制信号，在最大输出电压范围内，用它来产生一单脉冲，所述单脉冲在输出电压基波的半周期上具有与输出电压基波相同的极性；一装置，它根据预定的条件对来自所述多脉冲发生装置和所述单脉冲装置的输出进行变换。
2.如权利要求1所述的电源变换系统，其特征在于，所述多脉冲发生装置包括与所述输出电压基频无关地设置其输出电压波形的一个脉冲宽度调制部分的脉冲发生周期。
3.如权利要求1所述的电源变换系统，其特征在于，在所述多脉冲发生装置和所述单脉冲发生装置间进行变换的切换装置包括根据输出电压基波之一周期内所累计的脉冲计数值、输出电压的幅值、或调制率、或当其输出电压基频成为一预置值时，对多脉冲发生装置和单脉冲发生装置进行切换。
4.如权利要求1所述的电源变换系统，其特征在于，在所述多脉冲发生装置和所述单脉冲发生装置之间进行变换的装置包括当输出电压变为其最大输出电压的95.6%或更大的一预定值时对其输出进行变换。
5.如权利要求1所述的电源变换系统，其特征在于，在所述多脉冲发生装置和所述单脉冲发生装置间进行变换的装置包括在这样的时间内对来自所述多脉冲发生装置和所述单脉冲发生装置的输出进行变换，所述时间包括在一预定的脉冲宽度区域内，该区域与构成所述逆变器每一相之每一过调制波形的每一基波的峰值区域相对应。
全文摘要
一种二电平逆变器，其开关元件的开关频率大于GTO逆变器的开关频率。所述二电平逆变器的脉冲模式包括了一异步双极性调制模式，过调制模式的多脉冲模式，单脉冲模式，对多脉冲模式和单脉冲模式进行变换从而对其输出电压进行连续控制，并同时降低了磁场噪声中的音调变化。
文档编号H02M7/5387GK1108443SQ94119598
公开日1995年9月13日 申请日期1994年12月17日 优先权日1993年12月17日
发明者安田高司, 仲田清, 铃木优人, 照沼睦弘 申请人:株式会社日立制作所