专利名称：电压源型电力变流装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及在多相交流系统和直流系统之间进行电力变流的电压源型电力变流装置。
首先说明电力变流装置使用形态的一个例子。在输电配电系统中，将电力变流装置设置在例如3.3～500Kv的变电所或转换站内，使电力变流装置以后文所述的无功电流供给方式或无功电流消耗方式运行，用于提高瞬态稳定性、动态稳定性、静态稳定性等，或将系统电压保持在恒定的电压上。
另外，在直流输电或在交流系统间的直流连接中，设置多组自激式电力变流装置，用于控制功率互换或电力潮流、提高系统的可靠性、防止事故扩大以及降低系统无功功率消耗。
在工厂或电气铁路等的受电变电设备中设置电力变流装置，使电力变流装置以后文所述的无功电流供给方式或无功电流消耗方式运行，用于控制无功功率或使电压稳定。
在铁路中，电力变流装置还能用于使电气列车以电机驱动、再生制动各种方式运行，也可在直线电机传动铁道的各种控制中使用。
此外，在一般工业领域内，电力变流装置还能在稳压稳频(CVCF)电源装置中使用，以确保例如计算机运行所需要的电源质量。
以下，参照
减少在这种电力变流装置中成为问题的高次谐波的现有技术例。图18(a)、(b)分别表示现有的电压源型电力变流装置(以下将″电压源型″省略而只写″电力变流装置″)，在该图中，(1a)～(1n)是电压源型电力变流单元(以下将″电压源型″省略而只写″电力变流单元″)，(2a)～(2n)是具有与交流系统侧端子R、S、T连接的移相一次绕组W1a～W1n和与电力变流单元(1a)～(1n)连接的二次绕组的移相变压器，(31)～(3n)是直流电容器，P、N是直流端子，Ed是直流电压，ua～wn是电力变流单元(1a)～(1n)的交流端子。
电力变流单元(1a)～(1n)典型的有如图19(a)、(b)所示的2级逆变器(变流器)或3级逆变器(变流器)。在该典型的变流器的图中，3P、3N是与直流端子P、N串联的直流电容器。(4)、(4a)～(4d)是静态开关，其更为详细的例子示于图19(c)。该开关是至少在一个方向具有有源开关功能(自关断开关功能)的开关元件、即有源开关元件(4″)而在另一方向为无源二极管(4’)。至少在一个方向具有有源开关功能的开关元件的典型例子是门极可关断晶闸管类(GTO、MCT、EST)或晶体管类(BJT、IGBT、FET)。(4e)、(4f)是中性点嵌位二极管。由于在该图19中示出的结构是众所周知的，所以其详细说明省略。
在图18(b)中，(1aR)～(1nT)是单相桥式2级逆变器(变流器)或3级逆变器(变流器)，例如是去掉图19中的一相后的电路。在图18中，(2aR)～(2nT)是与交流侧一次绕组串联的单相变压装置。
作为电压源型电力变流器的其它例子还有强制换向闸流管式的电压型电力变流器。
下面，以DC→3相AC间的电力变流装置为例说明图18(a)、(b)所示的动作。
在图18(a)中，说明了在直流端子N、P上施加直流电压Ed而在交流系统端子R、S、T上得到三相交流时的操作。如以一台电力变换单元1a构成，则必然产生6n±1次的高次谐波，例如，以相位相互错开60°/n的n台电力变流单元1a～1n按6阶梯波进行控制，并使移相变压器2a～2n的一次绕组W1a～W1n上的相位移动，使只对基波的相位一致，则因低于6n±1次的高次谐波被抵消，所以就减少了高次谐波。
同样，在图18(b)中，说明了在直流端子N、P上施加直流电压Ed而在各逆变器1aR～1nR、1aS～1nS、1aT～1nT上产生经脉宽调制(PWM)后的单相交流电压时的操作。在本例中，分别使第a～n个逆变单元在上述脉宽调制时的三角形载波的相位移动，其输出电压由与变压器2aR～2nR、2aS～2nS、2aT～2nT的各相串联的绕组合成，使在上述载波相位下切换而产生的高次谐波的相位也被移动，所以就减少了由各个脉冲调制产生的高次谐波。
如上所述，在图18(a)的现有例中，为了将具有相位差的各电力变流单元1a～1n的交流电压串联合成而减少合成一次电压的高次谐波，将各一次绕组串联连接。但是，因该端子R、S、T连接于交流系统侧，所以考虑了绝缘的导线(例如绝缘套管)和考虑了绝缘的一次绕组的串联结构变得复杂了。尤其是交流系统如象电力系统那样使用较高的电压时，应提高绝缘等级，因而更为复杂且不经济。
直率地说，每个一次绕组(W1a)～(W1n)需几百KV的绝缘时，仅其绝缘套管的尺寸结构就是很大的。为解决这一问题，如全部装在同一个绝缘容器(SF6容器或绝缘油箱)内，则考虑到尺寸、重量和运输性，其结构装配是复杂的。为此，以往将R、S、T端子的电压限制在几KV～几十KV，而对一百几十KV以上的绝缘变压器(主变压器)则需另外设置。换句话说，将移相变压器(用于变流器的变压器)(2a)～(2n)连接在电力系统是不经济的。即，存在着绝缘变压器(主变压器)需另外设置的这种并不经济的方法被当做是经济的方法这种难以解决的矛盾，而这种不经济的方法正在这种矛盾的现实下被实际应用着。也就是说，由于这种矛盾难以解决，所以存在着明知其不经济还要付诸应用的这种强制性的要求。因此，可以理解这里存在一个应解决的重要课题。
在图18(b)中示出的现有例，是考虑到综合经济性或对不平衡三相输电系统的适应性，而利用单相电力变流单元2aR～2nR、2aS～2nS、2aT～2nT对三相交流系统可进行各相独立的控制。在这种情况下，在应付各相的高次谐波的对策上，使各单相电力变流单元2aR～2nR、2aS～2nS、2aT～2nT的PWM定时(例如PWM用载波)(相位)移动，省略变压器的移相，并将各相R、S、T的变压器装在同一个绝缘容器内。这时，虽然还另外需要绝缘变压器(主变压器)，但可将变流器用变压器(2a)～(2n)装在与各相对应的3个绝缘容器和铁心结构体中，因绕组及其接线具有能够统一的优点，所以具有总体的改进效果。但是，因交流系统侧的一次绕组是串联的，所以对应的是相同的电流，在应付高次谐波的对策上，由于使各单相电力变流单元的PWM定时(例如PWM用载波)的相位移动，所以基波电压的相位移动，因而各单相电力变流单元的有功功率(进而是直流侧的线路电流)不平衡。因此，只能采用将直流侧端子P、N并联的方法，而不能将直流侧端子P、N串联。此外，由于这种限制，使例如直流电压不能提高，线路电压不要说几百KV就是几十KV也是困难的。即，虽然期望着用电压源型电力变流器进行DC输电以作为应付无功功率的对策，但因不得不极大地降低总的直流电压，所以为输送同样功率所必需的总的直流电流就变得特别大(即，长距离输电线路的导体过粗或电阻损失过大)，情况与期望的相反而完全不能使用。
在现有的电压源型电力变流装置及采用该装置的电力系统控制装置中，为减少由多路传输变压器产生的高次谐波，将与多相交流系统连接的变流器用变压器与电力变流器相反一侧的绕组(一次绕组)串联。因此，存在变流器用变压器结构复杂的问题。
另外，在现有的电压源型电力变流装置中，当想要简化变流器用变压器时，电力变流单元的功率变得不平衡，所以直流联接侧不能串联，很难提高总的直流电压。因此，存在着不仅不适用于直流输电，而且在直流联接式系统、无功功率补偿或电力系统控制中成为阻碍增大容量的主要因素的问题。
在与电力变流器相反一侧的绕组(串联的一次绕组)连接于高电压电力系统的电力系统控制装置中，必须重视该绕组对高电压的绝缘，因而存在需要另外设置用于高电压绝缘的绝缘变压器(主变压器)的问题。
本发明是为解决如上所述的问题而推出的，目的是提供一种无须将一次绕组与交流系统串联，而且能减轻高次谐波对交流系统的损害的电压源型电力变流装置。
本发明的另一目的是提供一种即使在与交流系统的线路串联时也无须将一次绕组与之串联，而且能减轻高次谐波对交流系统的损害的电压源型电力变流装置。
本发明的另一目的是实现一种在包含非PWM的定比脉宽条件下通过相位控制能简易地控制电流、电压、功率等基本电气参数的电压源型电力变流装置。
本发明的另一目的是提供一种控制方法，能够在将一组电力变换单元的各直流端串联以获得高的直流电压时，抑制主要因电力变流单元的偏差造成的各电力变流单元的电压不平衡，而且还能控制总的直流电压或平均直流电压。
本发明的另一目的是提供一种控制方法，能够在将一组电力变流单元的各直流端并联时，抑制主要因上述电力变流单元的偏差造成的各电力变流单元的直流电流不平衡，而且还能控制总的直流电压或平均直流电流。
本发明的另一目的是提供一种控制方法，能够在将一组电力变流单元的各直流端串联时，抑制主要因上述电力变流单元的偏差造成的各电力变流单元的直流电流的瞬态不平衡从而抑制造成电压不平衡的因素，同时还能控制总的直流电流或平均直流电流。
本发明的另一目的是提供一种控制方法，在控制电力变流器的直流电压时，既能考虑到直流连接侧电容的影响而改善电压控制特性又能保持优良的电流控制特性。
本发明的另一目的是在进行上述相位控制的情况下选择任意基准相位的过程中，提供一种选择适用于控制上述基本电气变量的基准相位的方法。
本发明的另一目的是在进行上述相位控制的情况下选择任意基准相位的过程中，提供一种选择适用于控制上述基本电气变量的基准相位的方法，同时提供一种不易受发生故障瞬时断电或电压下降等扰动的不良影响及噪声干扰的基准相位信号生成方法。
本发明的另一目的是提供一种基准相位信号生成方法，在多台电力变流单元按规定相位差运行并进行上述相位控制的情况下，用于设定上述电力变流单元之间的相位差或能对上述相位的加减进行顺利的相位加减，而且还可输出能够有效利用于其它观测控制或坐标变换等的单位矢量。
本发明的另一目的是提供一种在多台电力变流单元按规定相位差运行并进行上述相位控制的情况下，用于设定上述电力变流单元之间的相位差或能对上述相位的加减进行顺利的相位加减的基准相位信号生成方法。
本发明的另一目的是提供另外一种在多台电力变流单元按规定相位差运行并进行上述相位控制的情况下，用于设定上述电力变流单元之间的相位差或能对上述相位的加减进行顺利的相位加减的基准相位信号生成方法。
本发明的另一目的是提供用于在多台电力变流单元按规定相位差运行并进行上述相位控制的情况下，生成供给各电力变流单元的基准相位信号的一种方法。
本发明的另一目的是提供用于在多台电力变流单元按规定相位差运行并进行上述相位控制的情况下，生成供给各电力变流单元的基准相位信号的另外一种方法。
本发明的另一目的是提供一种适用于本发明且高次谐波减轻效果显著的变压器。
根据本发明第1方面的电压源型电力变流装置备有多台电压源型电力变流器、电容器和移相变压器，该电压源型电力变流器由在正向具有自关断功能在反向备有通电器件的开关元件构成；电容器连接于上述电压源型电力变流器的直流侧；移相变压器的公用多相一次绕组或一组互相并联的多相一次绕组与多相交流系统连接而且其一组彼此具有相位差的二次绕组分别与对应的上述电压源型电力变流器连接，通过使上述电压源型电力变流单元以与上述相位差对应的相位差运行，在上述交流系统和直流侧之间进行电力变流。
根据本发明第2方面的电压源型电力变流装置备有多台电压源型电力变流器、电容器和移相变压器，该电压源型电力变流器由在正向具有自关断功能在反向备有通电器件的开关元件构成；电容器连接于上述电压源型电力变流器的直流侧；移相变压器的公用多相一次绕组或一组互相并联的多相一次绕组与多相交流系统的线路串联而且一组彼此具有相位差的二次绕组分别与上述电压源型电力变流器连接，通过具有与上述相位差对应的相位差的上电压源型电力变流器的运行，在上述交流系统和直流侧之间进行电力变流。
根据本发明第3方面的电压源型电力变流装置，是在第1方面或第2方面的装置中还备有基准相位信号生成装置、控制装置和相位加减装置，基准相位信号生成装置用于从交流系统求得基准相位信息并根据该基准相位信息生成各电压源型电力变流器的基准相位信号；控制装置用于根据上述基准相位信号控制上述电压源型电力变流器的切换相位；相位加减装置用于加减上述各电压源型电力变流器的切换相位并控制电压、电流或功率。
根据本发明第4方面的电压源型电力变流装置，是在第1方面或第2方面的装置中还备有基准相位信号生成装置及控制装置，该基准相位信号生成装置用于从交流系统求得基准相位信息并根据该基准相位信息生成各电压源型电力变流器的基准相位信号；控制装置用于根据上述基准相位信号控制上述电压源型电力变流器的切换相位，还备有相位加减装置，该装置与上述各电压源型电力变流器相互串联，同时加减上述各电压源型电力变流器的切换相位，使上述各电压源型电力变流器的直流电压之和达到所要求的指令值，并使上述各电压源型电力变流器的直流电压均匀。
根据本发明第5方面的电压源型电力变流装置，是在本发明第1方面或第2方面的装置中还备有基准相位信号生成装置、控制装置和相位加减装置，该基准相位信号生成装置用于从交流系统求得基准相位信息并根据该基准相位信息生成各电压源型电力变流器的基准相位信号；控制装置用于根据上述基准相位信号控制上述电压源型电力变流器的切换相位；相位加减装置与上述各电压源型电力变流器相互并联，同时加减上述各电压源型电力变流器的切换相位，使上述各电压源型电力变流器的直流电流之和达到所要求的指令值，并使上述各电压源型电力变流器的直流电流均匀。
根据本发明第6方面的电压源型电力变流装置，是在本发明第1方面或第2方面的装置中还备有基准相位信号生成装置、控制装置和相位加减装置，该基准相位信号生成装置用于从交流系统求得基准相位信息并根据该基准相位信息生成各电压源型电力变流器的基准相位信号；控制装置用于根据上述基准相位信号控制上述电压源型电力变流器的切换相位；相位加减装置与上述各电压源型电力变流器相互串联，同时加减上述各电压源型电力变流器的切换相位，使上述各电压源型电力变流器的直流电流之和达到所要求的指令值，并使上述各电压源型电力变流器的直流电流均匀。
根据本发明第7方面的电压源型电力变流装置，是在本发明第1方面或第2方面的装置中还备有基准相位信号生成装置、控制装置、电流控制装置和电压控制装置，该基准相位信号生成装置用于从交流系统求得基准相位信息并根据该基准相位信息生成各电压源型电力变流器的基准相位信号；控制装置用于根据上述基准相位信号控制上述电压源型电力变流器的切换相位；电流控制装置通过加减上述各电压源型电力变流器的切换相位，控制上述各电压源型电力变流器的直流电流；电压控制装置用于控制直流电压，将上述电压控制装置的输出加到上述电流控制装置的输入端。
根据本发明第8方面的电压源型电力变流装置，是在本发明第3方面至第7方面的装置中的任何一个装置中，将移相变压器的电压或电流作为基准相位信息。
根据本发明第9方面的电压源型电力变流装置，是在本发明第3方面至第7方面的装置中的任何一个装置中，还备有计算响应移相变压器电压的磁通链数的装置，并将上述磁通链数作为基准相位信息。
根据本发明第10方面的电压源型电力变流装置，是在本发明第8方面或第9方面的装置中，根据作为基准相位信息求出的电压、电流或磁通链数的矢量计算出单位矢量，并将该单位矢量作为基准相位信号。
根据本发明第11方面的电压源型电力变流装置，是在本发明第8方面或第9方面的装置中，还备有将作为基准相位信息求出的电压、电流或磁通链数作为输入的锁相环路，并将该锁相环路的输出作为基准相位信号。
根据本发明第12方面的电压源型电力变流装置，是在本发明第11方面的装置中，锁相环路由坐标变换装置、积分装置、可变频率信号发生装置和计数装置构成，该坐标变换装置用于将输入矢量变换为在同步旋转坐标上的矢量；积分装置设在该坐标变换装置的输出级；可变频率信号发生装置用于产生其频率与该积分装置的输出相对应的脉冲；计数装置用于对该可变频率信号发生装置的输出脉冲进行计数并将其输出作为变换量输入到上述坐标变换装置。
根据本发明第13方面的电压源型电力变流装置，是在本发明第3方面至第12方面的任何一个装置中，基准相位生成装置根据从交流系统得到的单一基准信息，对与各电压源型电力变流器对应的相位差进行加减运算，从而生成各电压源型电力变流器的基准相位信号。
根据本发明第14方面的电压源型电力变流装置，是在本发明第3方面至第12方面的任何一个装置中，基准相位生成装置从移相变压器的各二次绕组得到基准相位信息，并根据各该基准相位信息生成各电压源型电力变换器的基准相位信号。
根据本发明第15方面的电压源型电力变流装置，是在本发明第1方面至第14方面的任何一个装置中，当将移相变压器具有的公用一次绕组及多个二次绕组装在铁心窗孔内时，使上述各二次绕组间的磁耦合为弱耦合。
在本发明的电压源型电力变流装置中，将公用的多相一次绕组或一组并联的多相一次绕组与多相交流系统连接，而且，将相对于一次绕组具有相位差的各二次绕组连接于″带相位差运行的各电力变流器的交流端″。即，不是象以往那样将分配给带相位差运行的每台电力变流器的一次绕组串联并将各电力变流器的电压分量串联合成。因此，一次绕组不需要复杂的迂回连接。另一方面，由于一次绕组不是串联连接，所以因各个电力变流器的输出电压的高次谐波而在二次绕组侧流过高次谐波电流，但该高次谐波电流的相位差是基波相位差的高次谐波次数倍，而且，因移相变压器的移相变流作用，规定次数的高次谐波在一次绕组内被抵消，使得在交流系统中出现的高次谐波电流及高次谐波电压大幅度地减少。这时，被抵消的高次谐波电流通过二次绕组在电力变流器之间循环，所以不会在公用多相一次绕组时出现于一次绕组内。此外，在电力变流器之间循环的高次谐波电流被二次绕组间的漏抗所抑制。
在本发明的电压源型电力变流装置中，将公用的多相一次绕组或一组并联的多相一次绕组与多相交流系统的线路串联，而且，将相对于一次绕组具有相位差的各二次绕组连接于″带相位差运行的各电力变流器的交流端″。即，不是将分配给各电力变流器的一次绕组串联。因此，一次绕组不需要复杂的连接。而且将规定次数的高次谐波抵消的作用与上述相同。此外，对没有被抵消的高次谐波，由上述交流系统的双线路串联电抗抑制高次谐波电流。在长距离大功率输电中，对基波的线路电抗达百分之几十～一百几十，对高次谐波的电抗要高出相当于其次数倍，所以对高次谐波电流的减弱作用(效果)明显增强。
在本发明的另一种电压源型电力变流装置中，根据考虑了与上述交流系统或上述一次绕组有关的基准相位及移相变压器的相位差的基准相位信号，控制各电力变流器的运行相位，同时，还加减上述电力变流器的切换相位。其结果是，用与交流电流同步整流的机理(Idc＝k Iac cosα)来控制直流电流。在并联方式中，根据交流系统电压与电力变流器电压的基波相位差，以P＝(VsVc/X)sinδ的形式控制功率。而在串联方式中，交流系统的反向电压V’s用输电端电压Vs与受电端电压Vr的矢量差表示，即[V’s＝Vs-Vr]，并将其施加到一次绕组。
因此，能以同样形式P＝(VsVc/X)sinδ控制功率。在并联方式、串联方式中都能根据交流系统电压与电力变流器电压的基波相位差，以P＝(VsVc/X)sinδ的形式控制功率。并且，作为上述直流电流或功率被存储在直流耦合电容器的结果，直流电压乃至与其成比例的电力变流器的交流电压进行相关控制。因此，可以通过上述对切换相位进行加减的这种简单装置控制电力变流器的电压、直流电流或功率，进而可控制交流侧的电压、电流及功率。即，能用简单的方法控制基本的电气变量。
在本发明的另一种电压源型电力变流装置中，备有基准相位信号生成装置，用于生成考虑了来自上述交流系统的基准相位信息及上述相位差的基准相位信号，根据上述基准相位信号控制上述各电力变流器的切换相位，同时还备有加减上述切换相位的相位加减装置，在将直流联接侧的直流端串联以获得高的直流电压时，还备有上述各电力变流器直流侧的直流电压之和的控制装置及不平衡分量的控制装置，并以上述直流电压之和控制装置的输出与不平衡分量控制装置的输出的合成值来加减上述各电力变流器的切换相位。在这种情况下，主要由上述电力变流器的偏差造成的各电力变换器的电压不平衡就能被抑制，而且，还兼有控制总的直流电压或平均直流电压的作用。
在本发明的另一种电压源型电力变流装置中，备有基准相位信号生成装置，用于生成考虑了来自上述交流系统的基准相位信息及上述相位差的基准相位信号，根据上述基准相位信号控制上述各电力变流器的切换相位，同时还备有加减上述切换相位的相位加减装置，在将直流联接侧的直流端并联以提高直流电流容量时，还备有上述各电力变流器直流侧的直流电流之和的控制装置及不平衡分量的控制装置，并以上述直流电流之和控制装置的输出与不平衡分量控制装置的输出的合成值来加减上述各电力变流器的切换相位。在这种情况下，主要由上述电力变流器的偏差造成的各电力变换器的电压不平衡就能被抑制，而且，还能控制总的直流电流或平均直流电流。
在本发明的另一种电压源型电力变流装置中，备有基准相位信号生成装置，用于生成考虑了来自上述交流系统的基准相位信息及上述相位差的基准相位信号，根据上述基准相位信号控制上述各电力变流器的切换相位，同时还备有加减上述切换相位的相位加减装置，在将直流联接侧的直流端串联以谋求提高总的直流电压时，还备有上述各电力变流器直流侧的直流电流之和的控制装置及不平衡分量的控制装置，并以上述直流电流之和控制装置的输出与不平衡分量控制装置的输出的合成值来加减上述各电力变流器的切换相位。在这种情况下，主要由上述电力变流器的偏差造成的各电力变流器的电压不平衡就能被抑制，而电压不平衡的因素也被抑制，同时，还能控制总的直流电流或平均直流电流。
在本发明的另一种电压源型电力变流装置中，备有基准相位信号生成装置，用于生成考虑了来自上述交流系统的基准相位信息及上述相位差的基准相位信号，根据上述基准相位信号控制上述各电力变流器的切换相位，同时还备有加减上述切换相位的相位加减装置及通过上述切换相位的加减而控制上述电力变流器直流侧直流电流的电流控制装置，还备有控制上述电力变流器电压的电压控制装置。在这种情况下，当控制直流电压及与其成比例的交流电压时，既能改善考虑直流联接侧电容器响应直流电流的时间积分值的性质的电压控制特性又能保持优良的电流控制特性。即，由于内控回路具有电流控制系统，所以可提高电流控制的响应速度，限流作用也增强了。而且，由于相对于外控回路即电压控制回路设有以高响应速度控制电容器电压的微分值即电流的电流控制系统，所以内回路的电流控制系统对外回路的电压控制系统也起到阻尼作用(稳定作用)。
在本发明的另一种电压源型电力变流装置中，将上述移相变压器的电压或电流作为基准相位信息，所以可利用上述电气变量的控制关系实现与用途对应的控制。
在本发明的另一种电压源型电力变流装置中，将响应上述移相变压器电压的磁通链数作为基准相位信息。在这种情况下，因磁通链数是电压的时间积分值，所以即使有发生事故时瞬时断电或电压下降等的扰动，也不会急剧变化，在系统或设备的电路中具有长时间保持的性质。因此，不易受这些不良影响或噪声干扰。此外，相对于电压通常具有90°的相位差，如预先考虑到这种相位差，则作为以电压相位为基准的代替方案是最好的。
在本发明的另一种电压源型电力变流装置中，备有根据来自上述交流系统的电压矢量、电流矢量或磁通链数矢量计算单位矢量的装置，并将该单位矢量作为基准相位信号。在这种情况下，因基准信号成为单位矢量，所以可以用作坐标的基准轴(矢量)。例如，有效地应用于坐标变换等其它观测控制目的、检测目的等。此外，可以用″积和运算的矢量旋转″实现相位差设定或切换相位的加减，向切换信号的变换可用符号判定。因此，对相位差设定或切换相位的加减可以说是适用的装置。
在本发明的另一种电压源型电力变流装置中，备有将来自上述交流系统的电流、电压或响应电压的磁通链数的相位作为基准的锁相环路，并将该锁相环路的输出作为基准相位信号。在这种情况下，可根据锁相环路的输出(计数器的输出)方向设定电力变流器间的规定相位差，而且，通过与可变频率脉冲序列同序列的脉冲中断(例如升降计数器输入的加减)，也可以进行各电力变流器的公用切换相位的加减。因此，对相位差设定或切换相位的加减可以说是适用的装置。
在本发明的另一种电压源型电力变流装置中，上述锁相环路备有将输入矢量变换为在同步旋转坐标上的矢量的坐标变换装置、积分装置、可变频率信号发生装置和计数装置，响应该计数装置的计数值进行上述坐标变换。在这种情况下，除上述作用外，还可得到能在可应用于其它观测控制目的或检测目的的坐标变换等中有效利用的单位矢量。因此，对相位差设定或切换相位的加减可以说是更为适用的装置。
在本发明的另一种电压源型电力变流装置中，求出来自上述交流系统的电压、电流或磁通链数的单一基准移相信息，将与各电力变流器对应的相位差对该基准移相信息的相位进行加减运算，并将结果作为对各电力变流器的基准相位信号。因此，用单一的装置就足以从交流系统得到基准相位信息，在经济上是有利的。
在本发明的另一种电压源型电力变流装置中，从移相变压器的各二次绕组求得基准相位信息并根据这些信息生成用于各电力变流器的基准相位信号。因此，在移相变压器的各二次绕组之间已设定的相位差，能在各电力变流器之间可靠地产生，从而实现了所要求的电力变流动作。
在本发明的另一种电压源型电力变流装置中，使具有公用一次绕组的移相变压器的多个二次绕组间的磁耦合为弱耦合。因此，使二次绕组间的漏电感乃至漏抗变大。从而抑制了通过二次绕组在电力变流器之间流过的高次谐波电流的环流。
图1是表示本发明第1实施例的电压源型电力变流装置的图。
图2是说明本发明操作的矢量图。
图3是说明采用2级3相电力变流器的本发明操作的波形图。
图4是说明采用3级3相电力变流器的本发明操作的波形图。
图5是表示本发明第2实施例的电压源型电力变流装置主要部分的图。
图6是表示本发明第3实施例的电压源型电力变流装置主要部分的图。
图7是表示本发明第4实施例的电压源型电力变流装置主要部分的图。
图8是表示本发明第5实施例的电压源型电力变流装置的图。
图9是表示本发明第6实施例的电压源型电力变流装置主要部分的图。
图10是表示本发明第7实施例的电压源型电力变流装置的图。
图11是表示本发明第8实施例的电压源型电力变流装置的图。
图12是表示本发明第9实施例中的移相变压器的线圈配置的图。
图13是表示本发明第10实施例中的基准相位生成装置的图。
图14是表示本发明实施例中的矢量旋转装置的图。
图15是表示本发明第11实施例中的基准相位生成装置的图。
图16是表示本发明实施例中的脉冲加减装置的图。
图17是表示本发明实施例中的基准相位生成装置的图。
图18是表示现有的电压源型电力变流装置的图。
图19是表示现有的电压源型电力变流器的图。
符号说明1-电力变流器(单元)、2-移相变压器、3-(直流耦合)电容器、4-开关元件(包含整流元件)、5-控制装置(电压控制装置；与电流控制装置合在一起代替功率控制装置)、6-相位加减装置、7-基准相位信号生成装置、8-检测装置、9-直流电压或交流电压检测装置、10控制装置(电流控制装置；与电压控制装置合在一起代替功率控制装置)、11-直流电流检测装置、78-运算装置(积分装置)、79-可变频率脉冲发生装置、80-计数装置、81a-坐标变换装置、R、S、T-交流系统的端子或线路、e-单位矢量、W1-一次绕组、W2-二次绕组。
第1实施例首先，说明能够减少高次谐波的基本结构及其工作原理。图1表示本发明的一个实施例，在该图中的变流器用移相变压器(2)具有并联的一次绕组W1a、W1b或公用的一次绕组W1，一次绕组端子上的相位是同相的。用实线表示两组3相变压器(2a)、(2b)的情况，用虚线表示具有公用的一次绕组W1的情况。两组3相变压器还可用6台单相变压器构成。在具有公用的一次绕组W1时，可由一组3相变压器或3台单相变压器构成。在连接于电力变流单元(1a)、(1b)的交流端ua～wa、ub～wb的二次绕组W2a、W2b之间具有适当的相位差，在采用2台电力变流单元的实施例中具有30°的相位差。在采用N台变流单元时，依次具有60°/N的相位差。该相位差可以根据一次二次两个绕组的匝数比或连接方式任意取得。例如，30°的相位差可利用Δ形连接与Y形连接的差别来实现。另一方面，电力变流单元(1a)、(1b)也以与上述相位差一致的相位差运行。
首先说明到以上为止的基本构成部分的基本操作情况。
在图19(a)(b)所示的2级式、3级式的情况下，典型的3相电力变流单元产生的高次谐波电压由下式表示，式中假定高次谐波的次数为n，2级6阶梯波式时，vn＝(2/nπ)Vdc ...(1)式中，n＝6m±1，m＝1、2、3、...3级12阶梯波式时，VN=[(6+2/2nπ)]Vdc...(2a)]]>式中，n＝24m+1、24m+23VN=-[(6+2)/2nπ]Vdc...(2b)]]>式中，n＝24m+11、24m+13VN=[(6-2)/2nπ]Vdc...(2c)]]>式中，n＝24m+5、24m+19VN=-[(6+2)/2nπ]Vdc...(2a)]]>式中，n＝24m+7、24m+17在各式中，m＝0、1、2...。
3级12阶梯波形的高次谐波的次数较小，但在任何一种情况下都将产生6m±1次的高次谐波电压。这里如假定交流系统侧的基波电抗为X，则由上述高次谐波电压vn产生的高次谐波电流由下式给出。
in＝vn/nX ...(3)当该高次谐波电压、电流的相位差设定为相对于基波的相位差φ运行时，在上述电压相互间、电流相互间分别产生与n次高次谐波有关的相位差(nφ)。
一方面，当移相变压器的基波相位差为φ时，对于正相(正相旋转)的n次谐波在一次至二次间具有附加相位差φ的作用，对于正相(正相旋转)的n次谐波在二次至一次间具有仅使相位差返回同一角度φ的作用。这时，正相高次谐波为(6m+1)次。
另一方面，移相变压器对于反相(反相旋转)的n次谐波在一次至二次间具有使相位差φ反向旋转的作用，对于反相(反相旋转)的n次谐波在二次至一次间具有仅使相位差返回同一角度φ的作用。这时，反相高次谐波为(6m-1)次。此外，3m、6m次高次谐波为零相位，在3相平衡系统中不发生。
即，移相变压器的移相作用决定在相位旋转方向上移相的极性，角度不增大谐波次数倍。
当φ＝30°时，在电力变流单元(1a)、(1b)及二次绕组W2a、W2b内流过由(3)式给出的高次谐波电流，相对于基波使b单元侧比a单元侧延迟30°运行时，b单元侧的n次高次谐波对a单元侧的n次高次谐波具有下式给出的相位延迟。(相位延迟侧取正值表示)正相高次谐波n＝(6m+1)次时，ψU＝(6m+1)φ＝(180m+30)°...(4a)反相高次谐波n＝(6m-1)次时，ψU＝(6m-1)φ＝(180m-30)°...(4b)由变压器产生的二次至一次间相位延迟、即移相作用部分由下式给出。
正相高次谐波n＝(6m+1)次时，ψT＝-φ＝-30° ...(5a)反相高次谐波n＝(6m-1)次时，ψT＝+φ＝+30° ...(5a)由以上结果可知，m为奇数即5、7、17、19、...次的高次谐波在一次侧为反相关系，因此被抵消而消失。另一方面，m为偶数即11、13、23、25、...次的高次谐波在一次侧为同相，按(3)式表示的n次高次谐波电流的比例残存下来。
同样，当采用具有(60/N)°的整数倍相位差的移相变压器及以相同相位差角运行的N台电力变流单元时，残存(6Nm±1)次高次谐波，其它高次谐波消失。在二次侧流过但在一次侧消失的高次谐波电流，最后只在二次绕组之间以及在电力变流单元之间循环，当然就不会在公用一次绕组或交流系统中出现。这时，二次绕组间的漏电感在减弱上述循环的高次谐波电流上起着有效的作用。此外，当采用公用一次绕组时，与在一次绕组中消失了的高次谐波电流次数相同的高次谐波电压当然也不会在一次绕组上出现。当一次绕组并联时，上述高次谐波在合成后的点(相对于R、S、T之间或R、S、T系统)上消失。
同样，当采用M台单相电力变流单元时，可以由附加(180/M)°的整数倍移相差的移相变压器以及电力变流单元构成。
在上述基本结构中，不必象现有技术那样将一次绕组串联以便对各电力变流单元的交流电压进行矢量合成而抵消高次谐波电压。因此，由于绕组及其接线简单，经济性得到了提高。特别是当为以往的串联而需要绝缘导线和连接的一次绕组连接于高电压系统(例如电力系统)时，其效果更显著。
另外，由于使各电力变流单元按移相变压器二次绕组的基波相位运行，所以各电力变流单元的功率、电流及电压是平衡的。因此，直流联接侧端子的串联变得容易了，因而能实现直流联接电压的高电压化。这一点与上述交流系统侧的变压器一次绕组的易于高电压化合在一起，可适用于与直流联接式系统有关的系统装置以及直流输电装置。即，能够将变流器用变压器与高电压绝缘用主变压器合并成一体。
以下，参照图1说明有关基本的电气变量即电流、电压、功率的控制。为控制这些基本的电气变量，以上述电力变流单元间的相位差为基础对电力变流器的切换相位进行加减运算。即，虽然电压源型电力变流器的常规控制方式是PWM控制，但在本发明的实施例中，将以如下的例子说明采用规定相位控制方式，减少切换次数并提高效率。而在本发明中，也不排除PWM控制的使用。
首先，将电压、电流、电压的时间积分值即磁通链数用作上述交流系统的相位基准。因此，在图1的实施例中，将交流系统的电压、电流、或磁通链数的相位选作基准相位并备有检测这些基准相位的装置[电流检测装置、电压检测装置或磁通链数检测装置](8a)、(8b)，还备有根据这些基准相位生成基准相位信号θea、θeb的装置(7a)、(7b)。在该基准相位信号θea、θeb中存在着与上述变压器二次绕组的相位差相等的相位差。可采用上述电压矢量、电流矢量、磁通链数矢量等的单位矢量ea、eb(在图中，该e的一部分用粗笔划的符号表示)代替上述基准相位信号θea、θeb，关键是具有相位信息即可。
单位矢量的特点是可应用于观测目的、控制目的等，例如应用于坐标变换。如对电压检测输出进行积分可以得到磁通链数，如考虑到磁通链数对电压具有90°的相位差，则可代替电压。而且，由于磁通链数是电压的积分值，所以其优点是对发生故障等时的电压波动、雷电冲击以及噪声反应不敏感因而稳定。
为了以上述基准相位信号θea、θeb为基准对电力变流器的切换相位进行加减运算，备有相位加减装置6a、6b。Δθa、Δθb为加减的相位。各电力变流单元分别用基准信号θea、θeb与加减相位信号Δθa、Δθb的合成值进行控制。当基准相位信号为单位向量ea、eb时，单位矢量用[sinθ，cosθ]T表示，即为2个正交分量(具有90°相位差的分量)被绝对值除得的值。
因此，该运算可在生成基准相位信号的装置(7a)、(7b)内执行。为了对单位矢量加减相位，可从左边乘下式的变换矩阵。矢量仅旋转Δθ(相位超前)。Δθ如为负值，则反向旋转(相位延迟)。cosΔθ-sinΔθsinΔθcosΔθ...(6)]]>上述相位加减装置可应用于基本电气变量的控制，以下进行说明。
首先，说明控制直流联接电压的情况。在这种情况下，备有直流联接电压检测装置(9a)、(9b)[或具有比例关系的交流电压检测装置(9’a)、(9’b)]及将其输出va、vb[或v’a、v’b]与指令值v*dc[或v*ac]进行比较和控制的电压控制装置(5)[(5a)、(5’a)，(5b)、(5’b)]。电压控制装置可采用具有适当传递函数的PI(比例、积分)调节器或PID(比例、积分、微分)调节器。
其次，在图2(a)～(d)中示出用于说明相位加减与基本电气变量的关系的矢量图，在图3、图4中示出典型的2级3相电力变流器及3级3相电力变流器的工作波形。
在图2中，Vs为交流系统侧的反向电压矢量，Vc为电力变流器的交流端电压矢量，Vx为在从包含变压器电抗的电力变流器观察交流系统侧所得系统电抗上施加的电抗电压矢量，Iac为从交流系统流入电力变流器的交流电流矢量，δ为Vc对Vs的相位延迟角，α为Vc对交流电流Iac的相位延迟角。这里，Vc与电力变流器的切换相位(后文将说明的符号函数的相位)一致。
在该图(a)中，示出了电力变流器侧的相位延迟的情况，电力从交流系统流入直流系统，如图1所示直流耦合电容3a、3b被充电，或者是向图中未示出的其它后面的直流系统供电的顺变流模式(整流模式)。该图(b)示出电力变流器侧的相位超前的情况，电力从直流系统流入交流系统，直流耦合电容3a、3b放电，或者是从图中未示出的其它后置直流系统向交流系统供电的逆变流模式。该图c中电压同相，示出电力变流器侧的电压比交流系统反向电压高的情况，这是流入电力变流器侧的电流具有超前相位的无功电流供给模式(电容模式)、即提高系统电压的模式。该图d中电压同相，示出电力变流器侧的电压比交流系统反向电压低的情况，这是流入电力变换器侧的电流具有延迟相位的无功电流消耗模式(电感模式)、即降低系统电压的模式。在无功电流供给模式及无功电流消耗模式中，不需要从直流联接侧的端子Na、Pb供给直流功率，而以直流耦合电容3a、3b的充电放电电压工作。
如图(c)所示为提高电力变流器侧的电压，可暂时使电力变流器侧的相位延迟并使直流耦合电容器充电，相反，如图(d)所示为降低电力变流器侧的电压，可暂时使电力变流器侧的相位超前并使直流耦合电容器放电。即，电压控制通过加减电压基准相位δ(或加减电流基准相位α)即可控制和改变有功功率(有功电流)。通过改变有功功率(有功电流)使电压变化，即可对无功功率(无功电流)进行相关控制。上述加减相位信号Δθa、Δθb不外乎是加减电压基准相位δ或加减电流基准相位α。
以下，说明2级3相电力变流器的工作特性。工作波形在图3示出，iu表示u相交流电流，Su表示u相切换特性的符号函数，如乘以直流电压(Vdc/2)可得交流端电压(与相电压成比例且同相)，idcu是作为对u相交流电流切换结果流过的直流线路电流，idcu＝iuSu，idc是由各相电流的同步整流结果得到的直流电流，并用下式表示。式中，K1为比例常数，Ip为交流电流峰值，Idc为直流电流平均值。
idc＝(iuSu+ivSv+iwSw)/2 ...(7)Idc＝K1 Ip cosα ...(8)即，直流电流与交流电流和控制角α的余弦之积成比例，并可按相对于交流电流的控制相位角α进行控制，从工作波形可以看出也能以交流电流的相位为基准进行控制。
当忽略损失时，直流功率与交流功率相等，所以假定直流电压与交流电压的比例系数为Kv，则有下式的关系。
P＝(VcVs/X)sinδ＝(KvVdcVs/X)sinδ＝IdcVdc ...(9)∴Idc＝(KvVs/X)sinδ ...(10)即，直流电流与交流系统的反向电压Vs和与其对应的电力变流器的切换相位延迟角(负荷角)δ的正弦之积成比例，并可按电力变流器相对于交流系统的切换相位δ进行控制，当然也能以交流电流的相位为基准进行控制。
以下，说明3级3相电力变流器的工作特性。在3级3相电力变流器中，交流端的电位除正负极性外还取中间的″0″电位。因此，对应于工作波形图即图4的相电流，开关函数Su3如该图(b)所示。此外，开关函数Su3用该图(c)、(d)所示的符号函数Su1与Su2之和的1/2表示，θ0是中间电位侧的开关导通的时间。Su3的中间时刻与相电流的零点之间的相位差就是切换相位(电力变流器的相电压相位)相对于交流电流的延迟角α。该图(e)中的iuSu3是由u相电流产生的正负直流线路电流。
因此，3相合成直流电流瞬时值idc由下式表示。
idc＝(1/2)∑ijSj3＝(1/2)(iuSu+ivSv+iwSw)＝(1/4){iu(Su1+Su2)+iv(Sv1+Sv2)+iw(Sw1+Sw2)}＝(1/4)(∑ijSj1+∑ijSj2) ...(11)这里的∑ijSj1及∑ijSj2具有与上述图3(d)相同的波形，其控制相位角如图4(f)、(g)所示与各(α±θ0/2)的情况相当。如该图(h)所示，用上列的和式表示的直流电流瞬时值呈脉动振幅交替变化的波形。
其结果是直流电流平均值由下式给出。
Idc＝(1/2)(∑ijSj1/2+∑ijSj2/2)＝(1/2)K1Ip{cos(α-θ0/2)+cos(α+θ0/2)}＝K1Ip cos(θ0/2)cosα ...(12)即，由于形成中间电位的期间θ0的影响，直流电流平均值Idc减小cos(θ0/2)倍。但是，直流电流平均值Idc与交流电流和控制角α的余弦之积成比例，可按相对于交流电流的控制相位角α进行控制，这一点是相同的。
当忽略损失时，直流功率与交流功率相等，所以如假定直流电压与交流电压的比例系数为Kv，则有(9)、(10)式的关系，这一点也是相同的。但由于中间电位期间θ0的影响，Kv要比2级式小cos(θ0/2)。
从以上说明可知，以电压、电流及可替代电压的磁通链数等为基准，通过加减切换相位可以控制直流电流、直流电压及交流电压、直流功率及交流功率。通过电力变流器的交流电压控制和切换相位的加减可以控制无功电流及无功功率，所以能够自由地控制基本的电气变量。
第2实施例在本第2实施例中，使基准相位信号θea、θeb为公用的，同时，控制电力变流单元1a、1b使其不平衡。
图5是表示电压控制的改进例的图，是以图1的变更部分为中心提取后的图。在该图中的(6c)是将单元1a侧的基准相位信号θea与单元1b侧公用的相位加减装置，仅加减两电力变流单元间的相位差φ。(6d)、(6e)是相位加减装置，(5’c)～(5’e)是电压加减装置，(5c)是电压之和或平均值的控制装置，它按照直流联接侧端子Na、Pa及Nb、Pb的直流电压之和或平均值与指令值v*之间的偏差，对两个单元1a、1b加减等量的相位并进行控制使其跟踪指令值v*。(5d)是单元1a、1b的直流电压不平衡分量(两者之间的差或与平均值之差)的控制装置，它根据电压差对两个单元1a、1b加减极性相反的相位并进行控制以抑制两单元1a、1b的电压差。主电路部分与上述图1相同。此外，由于直流侧和交流侧两个电压成比例，所以也可采用图1所示的交流电压检测装置(9’a)、(9’b)代替交流电压检测装置(9a)、(9b)。
按照以上结构，用和的电压控制误差与不平衡电压的控制误差的合成值来加减两个电力变流单元1a、1b的相位。其结果是，和的电压与不平衡电压分别进行控制。因此，能使各自的控制响应特性符合各自要求的特性，同时，其优点是能够抑制因两个电力变换器的偏差造成的特性偏差或电压偏差。
例如，可提高相当于总电压的和电压的响应速度，而对不平衡电压则将平衡精度放在比响应速度优先考虑的位置。在这种情况下，可采取对和的控制用PID调节器、而对不平衡控制用PI调节器进行控制等策略。
第3实施例在本实施例中，与图1不同之处在于直流侧端子N、P并联连接，同时，电力变流单元(1a)、(1b)的直流电流的变化响应速度。图6示出除电压控制外还同时设有电流控制的例子，是以图1的变更部分为中心提取后的图。在该图中，(10a)、(10’a)、(10b)、(10’b)是电流控制装置，(11a)、(11b)是电流检测装置，(6f)、(6g)是为使公用的基准相位信号θe在a、b两个电力变流单元中共同使用的相位加减装置，用来在两个电力变流单元之间仅加减规定的相位差±φ/2。主电路部分与上述图1相同。而v*是直流电压或交流电压的指令值。
在该图中，对各电力变流单元的直流电流进行反馈控制。直流电流由式(10)给出，由漏电感引起的简略的一次滞后具有积分特性的性质。因此，电流控制装置可采用P(比例)调节器或PI(比例、积分)调节器。通过在内回路设置的电流控制可以实现要求过电流限制等高速响应的控制特性。并且将设在外回路的电压控制装置(5)、(5’)的输出作为上述电流控制装置的指令输入。由于电容器(3a)、(3b)的电流积分值构成直流联接电压，又因该电压的微分值即电流反馈值设在内回路，所以其优点是电流控制回路对外侧的电压控制回路起着稳定作用(阻尼作用)。
第4实施例在本实施例中，以检测电流为主体进行控制，使电力变流单元1a、1b为不平衡状态。图7中将电压控制装置设在外回路，将带电流不平衡控制的电流控制装置设在内回路，是以图1的变更部分为中心提取后的图。在该图中，(6h)、(6i)是相位加减装置，(10c)、(10’c)、(10’e)是电流之和或平均值控制装置，(10d)、(10’d)是电流之差或不平衡分量控制装置。
直流联接端子N、P也可如图中虚线所示串联连接。在这种情况下，将电压控制装置的输出作为电流之和或平均值的指令值。因此，电压控制协调进行，而电流之和的控制则从属于电压控制，瞬态的电流不平衡也被抑制和控制。因此，其效果是主要因电力变流单元1a、1b的偏差造成的电流不平衡及因电流不平衡引起的电压不平衡(直流联接端子串联时)也能被抑制。
第5实施例以下说明的本实施例与图1所示的第1实施例不同之处在于移相变压器(2)的公用一次绕组W1插入串联于交流系统的线路。图8是本发明第5实施例的框图。在这种情况下，也将电压、电流、或磁通链数等的相位选作基准相位。但是，当在象电力系统的干线中那样经常流过可检测的大电流时或线路电流受本装置以外系统支配的因素很强时，采用了以线路电流iTL或与其成比例的二次绕组电流(电力变流器的电流)iac为基准控制电流的切换相位角α的方法，但也可适当地控制直流电流乃至直流电压、交流电压及功率(有功和无功两者)。特别是当在交流系统中插入电压用以补偿电力系统或使其达到稳定时，直流电压或交流电压的操作是重要的。因此，为控制该电压，利用上述切换相位角α来控制由式(8)、(12)表示的直流电流是有效的。
另外，对于交流系统的电抗电压补偿或由此而使系统稳定化，最好是只稳定地供给无功功率，并为此而调整与交流电流正交的电压。因此，仅在电压瞬态变化时产生直流电流并控制电压是有利的。即，为控制该电压而利用上述切换相位角α来控制由式(8)、(12)表示的直流电流是有效的。所以，当在直流联接端子上只连接电容器因而直流电流不持续流过时，如果改变电压指令v*，则在达到目标值的点直流电流为零即有效功率收敛到零。因此，有效功率也收敛到零，不产生有效功率的正交补偿电压(正交插入电压)被控制。即，与线路电流正交的电抗～电容电压被控制，这种控制特性可用于稳定交流系统，并能提供极为有益的电力系统装置。
当进行这样的电力系统补偿时，不需要敷设直流输电线路，也没有必要将直流电压提高到相当高的电压，所以也可如该图中直流侧的虚线所示，将直流联接端子并联。此外，在该图交流侧用虚线示出的部分表示基准相位信息源的种类，因与前述实施例中的情况相同，所以其各自的说明省略。
此外，如图6、图7的情况一样，在图8中，当在电压控制装置(5)与相位加减点(6)之间设置电流控制装置时，可以达到电流控制的高速响应及电压控制系统的稳定化效果。交流电压检测装置(9’)也可代替直流电压检测装置(9)就无须再说了。
第6实施例本实施例与图5说明的第2实施例相对应，图9是表示以图8所示的控制部为中心提取后的改进例的图，进行的是电压之和及平均值的控制以及不平衡分量的控制。其作用效果与上述图5相同。此外，如图6、图7的情况一样，在图9中，当在电压控制装置的输出合成点(6e)、(6d)与相位加减点(6a)、(6b)之间设置电流控制装置时，可以达到电流控制的高速响应及电压控制系统的稳定化效果。
如上所述，通过将本发明第1至第6实施例说明的电压源型电力变流装置应用于电力系统设备，可极大地发挥其性能。以下，说明应用于电力系统设备时的特点。
在电力系统设备中，一个交流系统是电力系统，将多相一次绕组与上述电力系统的线路并联或串联，并对电力变流器的电压、直流电流或功率进行控制。其结果是通过上述操作能够控制上述一次绕组的交流电压、交流电流或交流功率。这时，在与电力系统之间可得到下述的控制作用。
1.图1所示的并联连接时1-1.通过改变与系统电压同相的电压分量，使施加在系统电抗上的同相分电压改变，所以正交电流变化，从而控制无功电流、无功功率。
1-2.通过改变与系统电压正交的电压分量，使施加在系统电抗上的正交分电压改变，所以与正交电压正交的电流即同相电流变化，从而控制有功电流、有功功率。这种关系可用于控制直流电压乃至交流电压、进而控制上述无功电流、无功功率。
1-3.通过无功电流或无功功率的控制，可以控制电力系统的电压。
1-4.当用本装置加减并联的输电线路中间点的电压时，由于供电端与中间点之间的线路电抗电压及受电端与中间点之间的线路电抗电压同时被控制，所以两侧的线路电流被控制，从而能够控制供电端与受电端之间的电力潮流。此外，通过这种操作能使电力系统实现稳定的控制。
2.图8所示的串联连接时2-1.当通过控制线路电流的切换相位而使与直流电压成比例的一次绕组的交流电压改变时，可改变线路电抗电压并能控制线路电流，进而能控制供电端与受电端之间的电力潮流。此外，通过这种操作能使电力系统实现稳定的控制。
2-2.当通过控制线路电流的切换相位而使与直流电压成比例的一次绕组的交流电压改变时，可改变线路电抗电压。换句话说，能补偿线路电抗电压。因此也能使电力系统稳定。
2-3.当改变上述补偿电压对线路电流的比值时，可以控制可变电感，从而能使电力系统稳定。
2-4.在插入本装置的一次绕组之后，受电端的电压按上述2-1～2-3进行调整。即，可以控制受电侧的电压。如设在供电端与发电机之间，则可调整供电端电压如上所述，有效地利用本发明实施例的电力变流装置的优点可提供具有各种作用的有益且适用的应用装置。
第7实施例图10是表示本发明第7实施例的图，是通过增加电力变流单元的设置台数进一步减少高次谐波的例子。(1a)～(1d)是电力变流单元，W1a是移相变压器(2a)的一次绕组，W1b是移相变压器(2b)的一次绕组，W2a、W2b是移相变压器(2a)的二次绕组，W2c、W2d是移相变压器(2b)的二次绕组，该图(a)示出直流联接端子并联的例子，该图(b)示出直流联接端子串联的例子，该图(b)的虚线表示直流联接端子串并联的例子。
在图10中，一次绕组W1a、W1b相互并联连接，但设有使其具有±7.5°相位差(相对相位差为15°)的部分移相绕组或移相抽头。因此，即使是Δ形连接，对线间电压的相电压也移相±7.5°。另一方面，二次绕组通过Y-Δ形连接在同一变压器内具有30°的相位差。由此可知，从交流系统到二次绕组的相位差以15°的步距变化，变成4种相位。配合这些相位，电力变流单元也各以15°的相位差运行。带相位差运行的方法与上述图1的实施例相同，因此，只剩下(24m±1)次的高次谐波，(6m±1)次及(12m±1)次的高次谐波将不会在交流系统中出现。另外，可使一次绕组公用而设置4个二次绕组，也可仅使二次绕组各具有15°的相位差。二次绕组各具有15°相位差的接线方法在后文所述的图11的二次绕组中示出。
此外，移相可采用各种不同的方法进行，可采用整数台的3相电力变流单元构成，或可采用整数台的单相电力变流单元构成。
第8实施例图11是表示本发明第8实施例的图，在本实施例中，将电力变换单元与电力系统串联，同时与图10相同，通过增加电力变流单元的设置台数进一步减少高次谐波。在该图示出的例子中，各具有2组二次绕组的2台移相变压器(2a)、(2b)的一次绕组W1a、W1b互相串联，并与交流系统的线路串联连接。在这种情况下，一次绕组的相电压为同相因而简单化，仅二次绕组按规定相位差连接。即，以Δ形连接为基础移相±7.5°，以Y形连接为基础移相±7.5°，构成0°±7.5°的组及-30°±7.5°的组，各具有15°的相位差。
在这种情况下，因一次绕组同相，可以公用一次绕组。即，不需要在各变压器外部进行一次绕组的并联连接。但是，如变压器容量变大时，有时会发生因运输限制等原因最好是将其分开的情况。这些移相变压器适用于与交流系统并联的情况。
第9实施例这里，图示说明适用于本发明的实施例的移相变压器的一个例子。图12(a)、(b)分别为表示在本发明的实施例中采用的移相变压器线圈结构的断面图，在该图中，COR是磁芯，W1是一次绕组，W2a、W2b是二次绕组。在图(a)中，也可将一次绕组W1配置在内侧，二次绕组W2a、W2b配置在外侧。
图12a是典型的同心绕组配置，二次绕组缠绕成筒形，在磁芯方向(长度方向)上分隔开，一边分配给二次绕组W2a，另一边分配给二次绕组W2b。因此，二次绕组之间有距离间隔，该绕组之间的漏电感乃至漏抗变大。即，两绕组间的磁耦合为弱耦合。因此，抑制了通过上述二次绕组在电力变流单元之间流过的高次谐波电流的环流。前面说过，在大容量的电力变流器中，相对于基波上述二次绕组间的的漏抗可在百分之几十以上。因此，不仅对(6m±1)次高次谐波呈现极大的电抗，而且高次谐波电压本身也减小到其次数分之一，所以能够显著地减小高次谐波电流。
另一方面，在连接后的二次绕组端子上对基波具有相位差，但从单位变压器的每一相看则是同相的，而且VA值相同。因此，两个二次绕组对基波按同一方式操作。所以，两个二次绕组的安匝数相等，而且，要和与一次绕组的安匝数一致。从考虑电线截面分布的电流分布来看，可知电流分布与以往没有什么变化。因此，在一次和二次绕组之间对基波的漏电感可以象以往一样小。因而可以获得只抑制高次谐波电流的良好效果。
该图(b)是典型的交叉绕组配置，图中示出缠绕成螺旋形的线圈组串联使用时的线圈断面配置。对高次谐波的效果与上述(a)相同。
第10实施例以下，参照图13详细说明与本发明的实施例有关的基准相位信号生成装置。在该图中，i、v、λ、e及θe分别为电流矢量、电压矢量、磁通链数矢量、单位矢量及基准相位，(71)是3相-2相变流装置、(72)是绝对值输出装置，(73)是除法装置、(74)是反三角函数输出装置，这些装置可通过数字、模拟、S/W(计算机软件)的运算及引用其他数值表的方法实现。上述各矢量i、v、λ、e在该图中其一部分用粗笔划符号表示。
3相-2相变流装置(71)例如对下式所示的变换矩阵从左进行乘法运算，电流、电压、磁通链数的运算也相同。
2/3,-1/3,-1/30,1-13,1/3...(13)]]>绝对值输出装置(72)例如进行平方和的开方运算，当用除法装置(73)以绝对值除2相输入xα、xβ2，可得单位矢量e。因单位向量e具有[sinθe，cosθe]T的值，所以当用反三角函数输出装置(74)计算这些反三角函数时，可得基准相位θe。
图13(b)、(c)是分别表示磁通链数λ计算方法的图，该图(b)表示从电压矢量减去电阻压降Ri后进行积分求得λ的情况。该图(c)表示因电阻压降Ri通常极小所以也可将其忽略而对电压矢量进行积分的情况。
由于这些磁通链数是电压的积分值，是一种不易受由故障和雷击等引起的电压波动及噪声影响的量，因此，对这些外部干扰具有优良的耐受能力，具有控制的可靠性高的优点。
电力变流器的切换相位可以由具有这些相位信息的基准相位信号决定。为向多台电力变流单元或多个开关元件进行展开(分配)，可采用角度的加减运算、或矢量的旋转运算即相移运算(相当于角度的加减)。矢量的旋转运算例如可从任意矢量的左边乘以下式(14)所示的变换矩阵进行。这也称之为相位调制运算。在图14中示出该矢量旋转装置(81)的框图。cosφ,-sinφsinφ,cosφ...(14)]]>式中，φ是任意的应加减的角度或应移动的相位。在这种运算之后，如进行比较(符号运算)，则可简单地得到开关信号。当采用相位信息θ本身时，在适当的加减后进行数值比较或大小判断即可。
如以单位矢量用作基准相位信息，则该单位矢量可用于坐标变换，具有可在各种检测或控制中应用的优点。例如，由于用直流二进制值表示多相交流的同步旋转坐标对控制或检测非常方便，所以各个量可变换为同步旋转坐标值，或适用于将同步旋转坐标值恢复为固定坐标值(多相交流)。
第11实施例参照图15详细说明与本发明的另一实施例有关的基准相位信号生成装置。在该图中，与图13、图14相同的符号表示相同或相当的部分，(75)是比较装置、(76)是反向装置、(77)是相位比较装置、(78)是作为具有适当传递函数G1的积分装置的运算装置、(79)是可变频率脉冲发生装置，其脉冲累积值n(θe)与相位θe对应。例如，输出n(θe)可通过与电力变流装置的总相数[每周期的阶梯数或桥臂数]一致的环形计数器变换为能在开关信号中使用的信号群。(80)是分频装置或计数装置，其计数值与相位θe对应，在环形计数器的情况下，其输出群P(θe)为具有各规定相位差及公用相位的基准相位信号群或可在开关信号中使用的信号群。如使上述传递函数为积分或积分加一阶滞后[K/s(Ts+1)]，则将对相位比较装置的输出进行滤波，同时控制可变频率脉冲发生装置的输入及输出频率，使计数装置(80)的输出与比较装置(75)的输出的相位差为零。即，构成锁相环路(通称PLL)。
另外，当设有脉冲序列加减装置(82)、(83)时，可这样进行相移或相位加减，即，使其与以对应于一个周期除以分频值的分解角为单位进行加减的脉冲累计数m(ψ)成比例。图16示出其部分详图，(82)可构成与计数器的UP(升)输入有关的脉冲加法装置(例如″或″元件)，(83)可构成与计数器的DOW(降)输入有关的脉冲减法装置″例如或元件″。
如采用上述PLL，则不仅能生成基准相位信号而且能生成多台电力变流单元用的多相信号群或脉冲序列，还具有能够加减相位的优点。
第12实施例参照图17说明与本发明的另一实施例有关的基准相位信号生成装置。在该图中，与图13～图16相同的符号表示相同或相当的部分，(81a)是基于单位矢量的坐标变换装置或基于相位θe的矢量旋转装置(两者都从固定坐标值变换为旋转坐标值，并使相同相位的加减装置(6)动作，输出单位矢量ea、eb)，(81b)是基于Δθa、Δθb的矢量旋转装置，(84)是数模转换装置(D/A转换器)，(80)是数字输出式计数装置。
在图17中，是采用坐标变流装置(81a)代替上述PLL系统的相位比较装置(77)，以电流矢量i、电压矢量v、磁通链数矢量λ中的任何一个为基准输出单位矢量e。即，当与作为PLL时的相位一致时，坐标变换装置(81a)的q轴输出e’q变为零，否则就成为利用求得与相位差的正弦成比例的输出的点的PLL了。这时，由于利用带三角函数表的D/A转换装置根据相位角θe输出单位矢量e，所以计数装置也是数字式的。在这种情况下，因坐标变换装置(81a)的输出e’q及e’b具有与单位矢量大致相同的相位信息，所以可用其来代替单位矢量。而且，相位信息也可采用该图中数字信号θe、多相脉冲P(θe)或脉冲序列n(θe)中的任何一个。此外，与图13、图15相同，也能够生成可以用作电力变流单元的切换信号的信号群就无须再说了。
图17示出的实施例除了与上述图15相同的特点外还能求得单位矢量，所以可兼有上述图13的优点。即，由于能输出单位矢量，所以其优点是能够应用于在坐标变换中使用该单位矢量的各种检测或控制。此外，由于构成上述PLL系统，所以不仅能生成基准相位信号而且能生成多台电力变流单元用的多相信号群或脉冲序列，还具有能够加减相位的优点。
按照本发明，不需要将多个移相变压器的一次绕组与图18所示的现有的交流系统串联，而且能减轻高次谐波对交流系统的损害，所以可经济地构成电压源型电力变流装置。
此外，即使是在与交流系统的线路串联时也不需要将一次绕组串联，而且，因串联插入的线路串联电抗可起到抑制高次谐波电流的作用，所以减轻高次谐波障碍的效果提高，且可经济地构成电压源型电力变流装置。
本发明还能够在包含非PWM的定比脉宽条件下通过相位控制简易地控制电流、电压、功率等基本电气变量，所以可经济地构成电压源型电力变流装置。
本发明还能提供一种控制方法，能够在将上述一组电力变流器的各直流端串联以获得高的直流电压时，抑制主要因电力变流器的偏差造成的各电力变流单元的电压不平衡，而且还能控制总的直流电压或平均直流电压。
本发明还能提供另一种控制方法，能够在上述一组电力变流单元的各直流端并联时，抑制主要因上述电力变流单元的偏差造成的各电力变流单元的直流电流不平衡，而且还能控制总的直流电流或平均直流电流。
本发明还能提供另一种控制方法，能够在上述一组电力变流单元的各直流端串联时，抑制主要因上述电力变流器的偏差造成的各电力变流器的直流电流不平衡，从而抑制电压不平衡的造成因素，同时还能控制总的直流电流或平均直流电流。
本发明还能提供另一种控制方法，在控制电力变流器的直流电压时，既能考虑到直流联接侧电容影响而改善电压控制特性又能保持优良的电流控制特性。
本发明还能在进行上述相位控制的情况下选择任意基准相位的过程中，提供一种选择适用于控制上述基本电气变量的形式多样的基准相位的方案。
本发明还能在进行上述相位控制的情况下选择任意基准相位的过程中，提供一种选择适用于控制上述基本电气参数的基准相位的方案，同时提供一种不受发生故障时瞬时断电或电压下降等扰动的不良影响及噪声干扰的基准相位信号生成方法。
本发明还能提供一种基准相位信号生成方法，在多台电力变流器按规定相位差运行并进行上述相位控制的情况下，能够设定上述一组电力变流器之间的相位差或能对上述相位的加减进行顺利的相位加减，而且还能获得能应用于坐标变换的单位矢量。
本发明还能提供一种基准相位信号生成方法，在多台电力变流器按规定相位差运行并进行上述相位控制的情况下，能够设定上述一组电力变流器之间的相位差或能对上述相位的加减进行顺利的相位加减。
本发明还能提供一种基准相位信号生成方法，在多台电力变流器按规定相位差运行并进行上述相位控制的情况下，能够设定上述一组电力变流器之间的相位差或能对上述相位的加减进行顺利的相位加减，而且还能获得能应用于坐标变换的单位矢量。
本发明还能提供一种在向多台电力变流器供给基准相位信号时只根据单一的基准相位信息就已足够的经济的基准相位信号生成方法。
本发明还能提供在根据从移相变压器的各二次绕组求得的基准相位信息向各电力变流器供给基准相位信号的情况下，能可靠地生成具有规定相位差的基准相位信号的方法。
本发明还能提供一种适用于本发明且高次谐波电流的减轻效果显著的变压器。
权利要求
1.一种电压源型电力变流装置，用于在交流系统和直流系统之间进行电力变流，其特征在于包括多台电压源型电力变流单元，由在正向具有自关断功能而在反向备有通电器件的开关元件构成；电容器，与上述电压源型电力变流单元的直流侧连接；及移相变压器，其公用多相一次绕组或一组互相并联的多相一次绕组与多相交流系统连接而且其一组相互具有相位差的二次绕组分别与对应的上述电压源型电力变流器连接，通过使上述电压源型电力变流单元以与上述相位差对应的相位差运行，在上述交流系统和直流侧之间进行电力变流。
2.根据权利要求1所述的电压源型电力变流装置，其特征在于上述移相变压器的公用多相一次绕组或一组互相并联的多相一次绕组与多相交流系统的线路并联。
3.根据权利要求1所述的电压源型电力变流装置，其特征在于上述移相变压器的公用多相一次绕组或一组互相并联的多相一次绕组与多相交流系统的线路串联。
4.根据权利要求1所述的电压源型电力变流装置，其特征在于还包括基准相位信号生成装置，用于从交流系统求得基准相位信息并根据该基准相位信息生成各电压源型电力变流单元的基准相位信号；控制装置，用于根据上述基准相位信号控制上述各电压源型电力变流单元的切换相位；及相位加减装置，用于加减上述各电压源型电力变流器的切换相位并控制电压、电流或功率。
5.根据权利要求1所述的电压源型电力变流装置，其特征在于包括基准相位生成装置，用于从交流系统求得基准相位信息并根据该基准相位信息生成各电压源型电力变流单元的基准相位信号；及控制装置，用于根据上述基准相位信号控制上述各电压源型电力变流单元的切换相位，相位加减装置，它与上述各电压源型电力变流器相互串联，同时加减上述各电压源型电力变流单元的切换相位，使上述各电压源型电力变流单元的直流电压之和成为所要求的指令值并使上述各电压源型电力变流单元的直流电压均匀。
6.根据权利要求1所述的电压源型电力变流装置，其特征在于包括基准相位信号生成装置，用于从交流系统求得基准相位信息并根据该基准相位信息生成各电压源型电力变流单元的基准相位信号；及控制装置，用于根据上述基准相位信号控制上述各电压源型电力变流单元的切换相位，相位加减装置，它与上述各电压源型电力变流器相互并联，同时加减上述各电压源型电力变流单元的切换相位，使上述各电压源型电力变流单元的直流电流之和成为所要求的指令值并使上述各电压源型电力变流单元的直流电流均匀。
7.根据权利要求1所述的电压源型电力变流装置，其特征在于包括基准相位信号生成装置，用于从交流系统求得基准相位信息并根据该基准相位信息生成各电压源型电力变流单元的基准相位信号；及控制装置，用于根据上述基准相位信号控制上述各电压源型电力变流单元的切换相位，相位加减装置，它与上述各电压源型电力变流器相互串联，同时加减上述各电压源型电力变流单元的切换相位，使上述各电压源型电力变流单元的直流电流之和成为所要求的指令值并使上述各电压源型电力变流单元的直流电流均匀。
8.根据权利要求1所述的电压源型电力变流装置，其特征在于包括基准相位信号生成装置，用于从交流系统求得基准相位信息并根据该基准相位信息生成各电压源型电力变流单元的基准相位信号；及控制装置，用于根据上述基准相位信号控制上述各电压源型电力变流单元的切换相位；电流控制装置，它通过加减上述各电压源型电力变流单元的切换相位控制上述各电压源型电力变流单元的直流电流；电压控制装置，用于控制直流电压，其中上述电压控制装置的输出被加到上述电流控制装置的输入端。
9.根据权利要求1所述的电压源型电力变流装置，其特征在于还包括基准相位信号生成装置，用于生成各电压源型电力变流单元的基准相位信号；控制装置，用于根据上述基准相位信号控制上述各电压源型电力变流单元的切换相位；及相位加减装置，用于加减上述各电压源型电力变流单元的切换相位。
10.根据权利要求9所述的电压源型电力变流装置，其特征在于上述基准相位信号生成装置的基准相位信息将上述移相变压器的电压或电流作为基准相位信息。
11.根据权利要求10所述的电压源型电力变流装置，其特征在于备有计算响应移相变压器电压的磁通链数的装置，并将上述磁通链数作为基准相位信息。
12.根据权利要求9所述的电压源型电力变流装置，其特征在于根据作为基准相位信息求出的电压、电流或磁通链数的矢量计算出单位矢量，并将该单位矢量作为基准相位信号。
13.根据权利要求9所述的电压源型电力变流装置，其特征在于还包括以作为基准相位信息求出的电压、电流或磁通链数为输入的锁相环路，并将该锁相环路的输出作为基准相位信号。
14.根据权利要求13所述的电压源型电力变流装置，其特征在于锁相环路由以下装置构成坐标变流装置，用于将输入矢量变换为在同步旋转坐标上的矢量；积分装置，设在该坐标变换装置的输出级；可变频率信号发生装置，用于产生其频率与该积分装置的输出相对应的脉冲；及计数装置，用于对该可变频率信号发生装置的输出脉冲进行计数并将其输出作为变换量输入到上述坐标变换装置。
15.根据权利要求9所述的电压源型电力变流装置，其特征在于基准相位信号生成装置根据从交流系统得到的单一基准信息对与各电压源型电力变流单元对应的相位差进行加减运算，从而生成上述各电压源型电力变流单元的基准相位信号。
16.根据权利要求9所述的电压源型电力变流装置，其特征在于基准相位信号生成装置从移相变压器的各二次绕组得到基准相位信息并根据各该基准相位信息生成各电压源型电力变流单元的基准相位信号。
17.根据权利要求1所述的电压源型电力变流装置，其特征在于当将移相变压器具有的公用一次绕组及多个二次绕组装在铁心窗孔内时，使上述各二次绕组间的磁耦合为弱耦合。
全文摘要
本发明提供了一种无须将连接于交流系统的一次绕组串联且能减轻高次谐波对交流系统损害的经济的电压源型电力变流装置。本发明的电压源型电力变流装置备有移相变压器，该移相变压器的公用多相一次绕组或一组并联的多相一次绕组与多相交流系统并联或串联、而且其相互间具有相位差的多相二次绕组分别连接于对应的电压源型电力变流器，该电压源型电力变流器以与上述相位差对应的相位差运行。
文档编号H02M7/72GK1138242SQ9610315
公开日1996年12月18日 申请日期1996年3月21日 优先权日1995年4月27日
发明者赤松昌彦, 玉井伸三, 中村文则, 村上升太郎, 有塚智彦, 朝枝健明 申请人:三菱电机株式会社