专利名称：全桥电路中大功率igbt的门极驱动方法及电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种全桥硬开关PWM DC/DC变换器中主控开关IGBT关断技术，更具体地涉及全桥硬开关PWM DC/DC变换器中主控开关IGBT的门极驱动方法及电路。
现有全桥硬开关PWM DC/DC变换器以其拓朴结构简洁、控制方式简单而得以广泛应用。
图1是现阶段普遍采用的全桥PWMDC/DC变换器主电路。该电路包括第一主控开关V1、第二主控开关V2、第三主控开关V3、第四主控开关V4、电容103、主变压器104，其中，第一主控开关V1与第二主控开关V2的集电极与输入电源正极101相连；第一主控开关V1的发射极与第三主控开关V3的集电极相连，并与电容103的一端相连；电容103的另一端与主变压器104的原边绕组105一端相连；主变压器104的原边绕组105的另一端与第二主控开关V2的发射极及第四主控开关V4的集电极相连；第三主控开关V3与第四主控开关V4的发射极均与输入电源负极102相连。图2a-2d是现有全桥硬开关PWM中通用的门极驱动信号波形。从图2中可以看出，在某一时间t201，第一主控开关V1、第四主控开关V4的门极驱动电平DV1、DV4同时为高电平使第一主控开关V1、第四主控开关V4同时导通；根据输出负载的变化，通过采样反馈控制在第二时间t202使DV1、DV4同时变为低电平，从而控制第四主控开关V4和第一主控开关V1同时硬关断；在第三时间t203，第二主控开关V2和第三主控开关V3的门极驱动电平DV2、DV3同时为高电平使第二主控开关V2、第三主控开关V3同时导通；根据输出负载的变化，通过采样反馈控制在第四时间使DV2、DV3同时变为低电平，从而控制第二主控开关V2和第三主控开关V3同时硬关断。而采用IGBT作为主控开关时，在图2的这种驱动方式下，因IGBT关断时的电流拖尾造成极大关断损耗，如图3a-3d所示。图3a为第一主控开关V1的门极驱动信号；图3b为第四主控开关V4的门极驱动信号；图3c中I01为第一主控开关V1的集电极电流波形；图3c中V01为第一主控开关V1和第四主控开关V4的集电极与发射极间的电压波形；图3d为第一主控开关V1和第四主控开关V4的功率损耗波形P01。第二主控开关V2和第三主控开关V3的情况与此相似。图4是现阶段全桥硬开关PWM DC/DC变换器的主控开关的驱动电路。从图4可以看出，图2中的DV1、DV4信号加载到输入端子401、402上，通过隔离驱动电路405、406驱动V1、V4；图2中的DV2、DV3信号加载到另一输入端子403、404上，通过隔离驱动电路407、408驱动V2、V3。从图3、图4中可以看出，在某一时间t301，DV1、DV4同时变为高电平，使V1、V4饱和导通，V1、V4的集电极与发射极间的电压V01由高变为零，而电流I01则逐渐增大，当在t302时间，DV1、DV4同时变为低电平后，由于IGBT器件的特性及主变压器104的漏感等原因，使V1、V4上的V01由低慢慢变高，而I01慢慢变小，造成V1、V4在t302之后某一时间出现一个功率损耗P01的尖峰，即造成IGBT的关断损耗较大，特别是在高电压输入、大电流输出的情况下，关断损耗急剧增加，使得IGBT全桥式电源效率、体积、重量等指标都难以提高。要解决IGBT关断拖尾损耗问题，最好是进行零电流关断。现有的零电流谐振变换器虽可实现零电流关断，但其控制电路复杂，对功率开关管的电流，电压参数要求较高，且零电流关断范围依赖输入电压范围和负载范围。
本发明的目的是提供一种克服现有全桥硬开关PWM DC/DC变换器中主控开关IGBT关断拖尾损耗，具有实现简单得多、效果更好的驱动方法及电路。
为了实现上述目的，本发明通过改变IGBT全桥变换器中的主控开关的门极驱动信号波形，实现了其中两只IGBT无损关断。其驱动方法依次包括以下步骤第一步，在某一时刻，使全桥电路中一对角臂上的两只主控开关同时导通；第二步，通过反馈输出电压及电流的变化使所述对角臂上的两只主控开关之一在某一时刻硬关断；第三步，从所述对一角臂上的另一主控开关电流降为零时起，直到使另一对角臂上的两只主控开关导通时止的这段时间关断所述另一主控开关；第四步，在全桥电路中所述一对角臂上的两只主控开关都关断后某一时刻，使全桥电路中另一对角臂上的两只主控开关同时导通；第五步，通过反馈输出电压及电流的变化使全桥电路中所述另一对角臂上的两只主控开关之一在某一时刻硬关断；第六步，从所述另一对角臂上的两只主控开关中的另一主控开关电流降为零时起，直到全桥电路中所述一对角臂上的两只主控开关导通时止的这段时间关断全桥电路中所述另一对角臂上的所述另一主控开关，从而达到使主控开关的关断损耗为零。
实现上述本发明方法的电路为在现有全桥硬开关PWMDC/DC变换器中的一对角臂上的两主控开关中之一的隔离驱动电路前增加一关断延时电路，同时在现有全桥硬开关PWM DC/DC变换器中的另一对角臂上的两主控开关中之一的隔离驱动电路前也增加一关断延时电路。该延时电路可由电阻、电容和二极管组成。其所述两延时电路的关断延时时间范围为1μS至5μS。
由此可见，本发明通过改变全桥变换器中主控开关管IGBT的门极驱动方法，只需在原驱动电路上增加两个关断延时电路即可简单易行地实现零电流关断，并获得两个主控开关管IGBT的关断损耗降为零的极佳效果，从而提高了整机的效率；同时大大降低了整机的温升，实验证明在相同环境条件下，整机温升可降低摄氏20度左右；由此可延长各功率器件的寿命、提高其可靠性，也即提高了全桥硬开关PWM DC/DC变换器的可靠性，同时可减小散热器的体积，而散热器在整机的体积和重量中所占的比重较大，因此也就等于减小了整机的体积和重量。
下面，结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明。附图中同一标号表示为同一部分。
图1为现有技术的全桥PWM DC/DC主变换器电路图2a-2d分别表示图1所示电路中的四个主控开关的门极驱动信号；图3a-3d为图1所示电路中一对对角臂的主控开关的门极驱动波形及其集电极和发射极间电压电流波形和功率损耗波形；图4为图1所示电路中各主控开关的门极驱动电路；图5a-5d为说明本发明方法构思的IGBT的门极驱动信号；图6a-6d为本发明电路中对角臂上的一对主控开关的门极驱动波形以及其中零电流关断主控开关的集电极和发射极间电压电流波形和功率损耗波形；图7a-7d为说明实现本发明方法的主控开关门极驱动电路的方框图；图8为本发明电路中的关断延时电路的具体实施例；图9a-9b为本发明电路中的关断延时电路的替换方案示意图。
由图5a-5d所示本发明采用的门极驱动信号波形可见，在t1时间，第一主控开关V1和第四主控开关V4的门极驱动信号DV1、DV4同时变为高电平，在t2时间，使第四主控开关V4的门极驱动信号DV4先变为低电平，经过延时一段时间即从t2到t4时刻，使第一主控开关V1的门极驱动信号DV1也变为低电平，同理，在t5时间，使第二主控开关V2和第三主控开关V3的门极驱动信号DV2、DV3同时变为高电平，在t6时间，使第三主控开关V3的门极驱动信号DV3先变为低电平，经过延时一段时间即从t6到t8时刻，使第二主控开关V2的门极驱动信号DV2也变为低电平，即第一主控开关V1比第四主控开关V4的门极驱动信号延时一段时间(t＝t4-t2)变为低电平；第二主控开关V2比第三主控开关V3的门极驱动信号延时一段时间(t＝t8-t6)变为低电平。图6a-6d为使用本发明方法时，全桥电路中对角上两只主控开关IGBT的门极驱动波形DV1和DV4及第一主控开关V1的集电极、发射极的电流电压波形I02、V02和功率损耗波形P02。如图6所示，当第四主控开关V4门极驱动信号DV4从高电平变为低电平后，第一主控开关V1的电流从大变到小，直到t3时间变为零，而在t3时间之后的t4时间，第一主控开关V1的门极驱动信号DV1从高电平变为低电平，此时，V1关断的功率损耗P02为零。由图7a-7d可见，本发明电路是在原门极驱动电路(图4)的基础上，通过增加两路关断延时电路来实现图5a-5d的门极驱动信号的。其中，从图7a中可以看出，原门极驱动信号DV1/DV4(图2)进入端子401、402，分成两路信号，一路直接输入V4的隔离驱动电路406驱动V4，另一路输入到延时电路705，然后通过隔离驱动电路405驱动V1；同样，原门极驱动信号DV2/DV3(图2)进入端子403、404，分成两路信号，一路直接输入V3的隔离驱动电路408驱动V3，另一路输入到延时电路705A，然后通过隔离驱动电路407驱动V2，从而使V1、V2分别比V4、V3延时一段时间被关断。从图7b-7d中可见，以上述同样的方式即可实现V1、V3分别比V4、V2延时一段时间被关断；V4、V2分别比V1、V3延时一段时间被关断；V4、V3分别比V1、V2延时一段时间被关断。图8是图7a中关断延时电路705、705A的具体实施例。从图8中可看出，二极管D1的阳极作为所述关断延时电路的输入端801，二极管D1的阴极作为所述关断延时电路的输出端803，电容C1的一端与所述关断延时电路的输出端803相连，电容C1的另一端作为所述关断延时电路的另一输入端802，所述关断延时电路的另一输出端804也与电容C1的所述另一端相连。所述关断延时电路的关断延时时间由电容C1和所述隔离驱动电路的输入阻抗共同决定。图9a是本发明电路中的关断延时电路的一种替换方案。从图9a中可以看出，图9a所示关断延时电路为在图8所示电路中增加一个与电容C1并联的电阻901。所述关断延时电路的关断延时时间由电容C1、电阻901和所述隔离驱动电路的输入阻抗共同决定。图9b是本发明电路中的延时电路的另一种替换方案。从9b中可以看出，图9b所示关断延时电路为在图9a所示电路中增加一个与二极管D1并联的电阻902。所述关断延时电路的关断延时时间由电容C1、电阻901、902和所述隔离驱动电路的输入阻抗共同决定。以上所述关断延时时间最佳范围在1μS与5μS之间。
虽然以上已以最佳实施方式详细描述了本发明的主要技术特征和优点，但本发明的保护范围显然并不局限于以上实施例，而是包括本领域技术人员对上述创造构思可能作出的各种显而易见的替换方案。
权利要求
1.全桥电路中大功率IGBT的门极驱动方法第一步，在某一时刻(T1)，使全桥电路中一对角臂上的两只主控开关同时开通；接着仅仅使上述对角臂上的两只主控开关之一在某一时刻(T2)硬关断；第二步，然后从所述对角臂上的另一主控开关电流降为零时(T3)起，直到使另一对角臂上的两只主控开关开通时(T4)止的这段时间关断所述另一主控开关；第三步，在全桥电路中所述一对角臂上的两只主控开关都关断后某一时刻(T5)，使全桥电路中另一对角臂上的两只主控开关同时开通；第四步，接着仅仅使全桥电路中所述另一对角臂上的两只主控开关之一在某一时刻(T6)硬关断；第五步，从上述对角臂上的两只主控开关中的另一主控开关电流降为零时(T7)起，直到全桥电路中一对角臂上的两只主控开关开通时(T8)止的这段时间关断全桥电路中所述另一对角臂上的所述另一主控开关，其特征在于分别使全桥电路中两对角臂上的其中一只主控开关相对另一只主控开关延时一段时间ΔT关断。
2.一种实现如权利要求1所述方法的门极驱动电路，包括隔离驱动电路(405，406，407，408)，其特征在于还包括分别设置在所述隔离驱动电路和所述门极驱动电路的输入端之间的关断延时电路(705，705A)。
3.按照权利要求2所述的驱动电路，其特征在于所述关断延时电路(705；705A)包括一阳极与所述关断延时电路的输入端之一(801)相连而其阴极与所述关断延时电路的输出端之一(803)相连的二极管(D1)和并联于所述关断延时电路的两输出端(803；804)之间的电容(C1)。
4.按照权利要求3所述的驱动电路，其特征在于所述关断延时电路(705；705A)还包括与所述电容(C1)并联的电阻(901)。
5.按照权利要求4所述的驱动电路，其特征在于所述关断延时电路(705；705A)还包括与所述二极管(D1)并联的电阻(902)。
6.按照权利要求2-5任一项所述的驱动电路，其特征在于所述关断延时电路的最佳延时时间范围为1μS至5μS。
全文摘要
全桥电路IGBT的门极驱动方法及其电路。该方法是使全桥电路中一支对角臂上的其中一只主控开关相对另一只主控开关延时△T关断;使全桥电路中另一支对角臂上的其中一只主控开关也相对另一只主控开关延时△T关断。这只需分别在现有全桥硬开关PWM DC/DC变换器中的每一对角臂上的两只主控开关之一的隔离驱动电路前增加一关断延时电路便可实现。本发明具有实施电路简单可靠、成本低,效果显著等优点。
文档编号H02M3/00GK1171649SQ9710881
公开日1998年1月28日 申请日期1997年1月20日 优先权日1997年1月20日
发明者张群, 王创社, 童永胜 申请人:深圳市华为通信股份有限公司