专利名称：低成本高效率的功率变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及开关式功率变换器。
电子工业界力图为其产品减少电源的尺寸和重量。限制电源功率密度(density)的一个主要因素是其热性能。增加功率元件散热器的尺寸可减少发热问题，但是功率变换器的实际尺寸将限制可使用的散热器空间。另一情况是，如果功率元件产生的热量小，就可使用小的散热器。减小热量的产生是通过增加效率来实现的。
与开关式电源中的电子开关有关的功耗分为二种。第一种是当开关导通时由开关电阻确定的导电损耗。第二种是由开关过渡期间(即当导通或关断时)电压和电流重叠引起的开关损耗。导电损耗可通过选择低电阻开关来降低。但是，大多数低阻电子开关，如低阻MOSFETs具有开关端子上的增大的寄生电容。当开关过渡期间寄生电容向开关电阻放电时，大的寄生电容将引起大的开关损耗。常用的克服该缺点的技术是使用零电压开关(ZVS)。
图1是现有技术ZVS电路的概图。两个开关1、2被编程控制，以交替地导通(开关1和2不能同时导通，否则使电路电容6通过输入电压源20短路)。当开关1导通时，电流从输入电压源20流经变压器30的绕组7及开关1，由此引起变压器30的绕组8通过滤波电路26向负载24提供功率。
当开关1闭合时，电压Vin供给到绕组7上。由于变压器30是感性的，当开关1开断时，通过绕组7的电流不能立即变化，因此开始流经包括二极管3及电容6的环路。当二极管3导通电流时，开关2闭合。在二极管3导通及开关2闭合的期间，电容6与绕组7相连接。
电容6对变压器30提供基本上恒定的恢复电压以防止变压器30饱和。在开关2导通后，电容6上的电压强制电流在方向A上流入绕组7。然后开关2关断，存储在绕组7中的能量强迫电流改变其路径并使电容5放电(电容5是开关1上固有的寄生电容)。电容5中的能量被“抽”出电容5及返回电压源20。在电容5放完电以后，电流流过二极管4，因此近似零电压加在开关1上。然后开关1在ZVS条件下被导通。关于该电路的其它信息描述在美国专利5,126,931中，该专利是授予Jitaru的。
为了满足图1中电路的ZVS条件，必须提供a)在开关2开断时刻及开关1闭合时刻之间的足够延时，及b)在绕组7中存储足够能量以使电容5放电。也必须保证，开关1和2不同时导通。由于这些限制，工程师们发现，这种电路的实际设计是困难的。因而需要寻求一种对获取高效率其设计限制少的更简单电路。
通过使用一个辅助开关、一个电容、一个辅助绕组及一个电感，一种开关式功率变换器的新电路可以获得高效率及零压开关。该电路可用于升压、反极性升压、反极性、隔离正程或隔离回程变换器中。控制电路在主功率开关导通前使辅助开关导通，及电容提供电压来激励电感并迫使电流流入辅助绕组。该电流转换到主绕组并使主功率开关上的电容放电，以使在主功率开关导通前达到近似零电压。因此可获得ZVS并可大大减少主功率开关上的开关损耗。
图1是现有技术ZVS变换器的概要电路图；图2A、2B及2C是分别应用于a)升压、b)反极性、及c)反极性升压功率变换器中的本发明三个实施例的电路概图；图3是表示图2A至2C的功率变换器的操作的波形图；图4A及4B是应用于隔离回程及正程功率变换器中的本发明实施例的电路概图；图5是表示图4A和4B中功率变换器的操作的波形图；图6表示根据图4A实施例的电源的效率和DC(直流)输入电压之间的关系；图7是用于控制用来产生图6的数据的图4A电路中开关401和402的控制电路的概要电路图；图8是表示图7的概要电路图中各个节点上电压的时序图；图9A是根据本发明另一实施例构成的电源的详细电路图；图9B至9D表示图9A电路中电流流经的路径；图10是根据本发明构成的包括功率因数校正电路的电源的详细电路图。
根据本发明的开关式变换器使用了电感、电容、开关及开关式磁元件的组合。根据基础电路理论，该电容及电感构成了从一个电容到另一电容、例如从图2A中的电容106到电容105的无损耗能量交换途径。但是，当主功率开关导通时该开关式变换器应至少具有一个串联在主功率开关及输入电压源环路内的磁元件。最基本类型的开关式变换器，即反极性、升压及反极性升压变换器均具有这种磁元件。
在以下讨论的本发明实施例中，电容(106、206、306、406或506)上的电压用来强迫电流流入电感(112、212、312、412或512)及辅助绕组(108、208、308、408或508)，并且该电流被转换到主绕组(107、207、307、407或507)，以使主开关(101、201、301、401或501)上的电容放电，并由此在主开关导通前减小其上的电压降。第一非隔离式实施例图2A是一个升压变换器100的概要电路图。在使用期间，通过电压源120将输入电压Vi施加在端子100a及100b上。主功率开关101周期性地导通。当开关101导通时，电流流过绕组107及开关101。因为绕组107是感性的，通过绕组107的电流线性地上升，及将能量存储在绕组107中。
当开关101开断时，电流将流经绕组107及二极管109到达负载124。以此方式，预先存储在绕组107中的能量转移给负载124。然后，开关101闭合，以使能量再存储到绕组107中。
如从图中看到的，在开关101两端具有以电容105模仿的寄生电容。在开关101导通前，包括绕组108、电感112、开关102、二极管103及电容106的电路使寄生电容105放电，由此减小开关损耗。
在开关101上的电压Vs可使用输入电压Vi及绕组107上的电压Vw由下式来计算Vs＝Vi-Vw (式1)式1表示，对于给定的输入电压Vi，主功率开关101上的电压Vs取决于绕组107上的电压Vw。电压Vw增加将使电压Vs减小，由此可使开关101的开关过渡期间的电压减少，因此可减少功耗。通过设计变换器100以使电压Vw大于或等于电压Vi，可在主功率开关101上获得零电压。
如上所述，使绕组107上的电压Vw增加可通过使用辅助绕组108来实现，辅助绕组108与电感112、辅助开关102及电容106相串联。绕组107及108磁耦合在一起并形成变压器128。二极管103与辅助开关102相并联，并用于将来自辅助绕组108的能量存储到电容106中。二极管103可以是MOSFET开关102的固有二极管或是与开关102并联的分立二极管。
通过控制电路136使辅助开关102正好在主功率开关101导通前导通。电感112提供了使能量从电容106通过绕组107、108转移到放电电容105的一个无损耗途径。并且，当开关102导通时，电感112提供零电流开关特性。换言之，当辅助开关102导通时，电感112保证起初无电流流过开关102。通过开关102及电感112的电流然后从零线性上升(应注意，电感112的电感通常选择成能保证通过电感112的电流将在开关102导通前到零)。因此，与开关102的导通有关的将是非常小的能耗。
因为与绕组107相比，绕组108通常具有较少的匝数，因此使与开关102的导通有关的功耗减到最小，并因此使开关102上的电压比绕组108具有多匝数时的电压更小。
图3表示开关101及102的导通时间时序图及相应的电压和电流波形。波形W-11表示开关102的导通时间(它也是对于下述图2B和2C的实施例中的开关202及302的导通时间)；波形W-12表示开关101(及下述的开关201和301)的导通时间；波形W-13表示流经辅助绕组108(及208和308)的电流；波形W-14表示开关101(及201和301)上的电压；及波形W-15表示绕组108(及208和308)上的电压。
当开关102导通时，电容106上的电压驱使电流在方向B上通过电感112及辅助绕组108。如果绕组107带有电流(例如在方向C上)，则辅助绕组108的安匝数增加到等于绕组107的安匝数；这将使变压器128的磁元件消磁并关断二极管109。对于该状态的周期在图3中以t1表示。在周期t1中，主功率开关101上的电压Vs及绕组107上的电压Vw保持不变。根据式1建立的极性规则，绕组107上的电压将是负的。
在周期t1结束时，变压器128的磁元件已被流过辅助绕组108的电流消磁，及绕组107上的电压开始反向。绕组107上电压变化以由电容105和电感112确定的频率谐振。绕组107上可获得的最大电压Vm由下式确定Vm=2VzNlNzLmLm+Lz]]>(式2)式中Vz是电容106上的电压，Nl是绕组107的匝数，Nz是绕组108的匝数，Lz是电感112的电感及Lm是绕组108的磁化电感。假定电容106的值足够大，以维持一个开关周期上基本恒定的电压。通过选择绕组107对绕组108的匝数比及电感Lz，在开关101导通前可获得主功率开关101上的零电压条件。
在t1结束时和主功率开关101导通时之间的周期被确定为图3中所示的t2。在周期t2期间，主功率开关101上的电压Vs谐振，并最好在接近谐振电压波形的最小电压点上使开关101导通。
可以这样设计变换器100，即使得电压Vw具有大于供电电压Vi的最大值。在此情况下，开关101上的电压将变成负值并被二极管104嵌位在大约-O.7V。在开关101上的电压为-0.7V后，主功率开关101可以导通，并将产生基本零电压的转换。应当指出，在开关101导通前不一定要迫使开关101上的电压降到-0.7V。在开关转换前开关101上电压的任何显著降低将会减少开关中的损耗。
开关损耗的减小是在周期t2期间实现的。在周期t3、t4及t5期间，流过电感112的电流下降并改变方向，以便将能量再存储到电容106中。在周期t3期间，主功率开关101导通，及绕组107及108上的电压由输入电压Vi确定。由于电容106的部分放电，绕组108上的电压将大于电容106上的电压，由此使流过电感112的电流逐渐下降到零。在周期t4期间，流过电感112的电流反向；此时，能量开始从绕组107转移到绕组108，以对电容106再充电。在周期t4期间辅助开关102可被关断，这时二极管103为反向流过电容106的电流提供通路。在周期t5开始时，主功率开关101被关断，及绕组107和108上的电压将反向。这将使电感112上的电压反向并迫使流入电感112的电流快速地下降到零。二极管103现在被阻断，流过电感112的电流停止，直到辅助开关102再导通为止。第二非隔离式实施例图2B表示反极性变换器的概要电路图。在图2B中，当主功率开关201导通时，电流从输入电压源220、开关201及电感绕组207流入负载224。在该时间周期中，感性能量存储在绕组207中。当开关201开断时，电流将在包括绕组207、负载224及二极管209的环路中流通，将能量从绕组207释放给负载224。然后，主功率开关201再次导通。为了减小当开关201导通时引起的开关损耗，使用了包括绕组208、电感212、开关202及电容206的电路，以使得在开关201导通前寄生电容205放电。
可使用输入电压Vi、输出电压Vo及绕组207上的电压Vw并通过下式来计算开关201上的电压Vs；Vs＝Vi-Vw-Vo (式3)。
式3表示，对于给定的输入电压Vi及输出电压Vo，主功率开关201上的电压取决于绕组207上的电压Vw。在开关过渡期间增加绕组207上的电压Vw将减小开关201上的电压Vs，并也减少功耗。通过将电压Vw设计得大于或等于电压Vi，可以在主功率开关201上获得零电压。
如上所述，使绕组207上的电压Vw增加是使用辅助绕组208来实现的，该辅助绕组208与电感212、辅助开关202及电容206串联。绕组207和208磁耦合在一起并形成变压器228。二极管203与辅助开关202并联，并用于将来自辅助绕组208的能量再存储到电容206中。二极管203可以是MOSFET开关202的固有二管或与开关202并联的分立二极管。
辅助开关202正好在主功率开关201导通前导通。电感212提供使能量从电容206转移到放电电容205的一个无损耗途径。并且，当开关202导通时，电感212提供零电流开关特性。图3表示开关201及202的导通时间时序图及相应的电压和电流波形。
当开关202导通时，电容206上的电压驱使电流流入电感212及辅助绕组208。如果绕组207带有电流，则辅助绕组208的安匝数增加到等于绕组207的安匝数；这将使变压器228的磁元件消磁并关断二极管209。对于该状态的周期在图3中以t1表示。在周期t1中，主功率开关201上的电压及绕组207上的电压Vw保持不变。根据式3建立的极性规则，绕组207上的电压将是负的。
在周期t1结束时，变压器228的磁元件已被流过辅助绕组208的电流消磁，及绕组207上的电压Vw被反向。该电压变化以由主功率开关201上的电容205和电感212确定的频率谐振。绕组207上可获得的最大电压Vm由下式确定Vm=2VzNlNzLmLm+Lz]]>(式4)式中Vz是电容206上的电压，Nl是绕组207的匝数，Nz是绕组208的匝数，Lz是电感212的电感，及Lm是绕组208的磁化电感。假定电容206的电容值足够大，以维持一个开关周期上基本恒定的电压。通过选择绕组207对绕组208的匝数比及电感Lz，在开关201导通前可获得主功率开关201上的零电压条件。
在t1结束时和主功率开关201导通时之间的周期被确定为图3中所示的t2。在周期t2期间，主功率开关201上的电压谐振，并最好在接近谐振电压波形的最小电压点上使开关201导通。
可以这样设计变换器200，即使得电压Vw具有大于供电电压Vi的最大值。在此情况下，开关201上的电压将变成负值并被二极管204嵌位在大约-0.7V。可控制主功率开关201在该状态后导通。应当指出，在开关201被导通前不一定要迫使开关201上的电压降到-0.7V。在开关转换前开关201上电压的任何显著降低将会减少开关201中的损耗。
开关损耗的减小是在周期t2期间实现的。在周期t3、t4及t5期间，流过电感212的电流下降并反向，以便将能量再存储到电容206中。在周期t3期间，主功率开关201导通，及绕组207及208上的电压由输入电压Vi确定。由于电容206的部分放电，绕组208上的电压将大于电容206上的电压，由此使流过电感212的电流逐渐下降到零。
在周期t4期间，流过电感212的电流反向；在此时，能量开始从绕组207转移到208，以对电容206再充电。在周期t4期间，辅助开关202可关断，这时二极管203为反向流过电容206的电流提供通路。在周期t5开始时，主功率开关201关断，及绕组207和208上的电压反向。这将使电感212上的电压反向并迫使流入电感212的电流快速下降到零。二极管203现在被阻断，流过电感212的电流停止，直到辅助开关202再导通为止。第三非隔离式实施例图2C表示反极性升压变换器的概要电路图。在图2C中，当主功率开关301导通时，电流从输入电压源320流经主功率开关301及感性绕组307，由此使能量存储在感性绕组307中。当开关301断开时，电流流经绕组307、负载324及二极管309，将能量从绕组307传送给负载324。因此，主功率开关301再次导通。为了减小当开关301导通时引起的开关损耗，使用了包括绕组308、开关302、电感312及电容306的电路，以使在开关301导通前电容305放电。可使用输入电压Vi及绕组307上的电压Vw及通过下式来计算开关301上的电压Vs
Vs＝Vi-Vw (式5)式5表示，对于给定的输入电压Vi，主功率开关301上的电压取决于绕组307上的电压Vw。增加电压Vw使电压Vs减小，由此在开关过渡期间减小了开关301上的电压并也减小了功耗。通过将变换器300设计成使电压Vw大于或等于电压Vi，可以对主功率开关301获得零电压转换。
如上所述，使绕组307上的电压Vw增加是使用辅助绕组308来实现的，该辅助绕组308与电感312、辅助开关302及电容306相串联。绕组307和绕组308磁耦合在一起并形成变压器328。二极管303与辅助开关302并联并用于将来自辅助绕组308的能量再存储到电容306中。二极管303可以是MOSFET开关302的固有二极管或与开关302并联的分立二极管。
辅助开关302正好在主功率开关301导通前导通。电感312提供使能量从电容306转移到放电电容305的一个无损耗途径。并且，当开关302导通时，电感312提供零电流开关特性。图3表示这些开关时序图及相应的电压和电流波形。
当开关302导通时，电容306上的电压驱使电流流入电感312及辅助绕组308。如果绕组308带有电流，则辅助绕组308的安匝数增加到等于绕组307的安匝数；这将使变压器328消磁并关断二极管309。对于该状态的周期在图3中以t1表示。在周期t1中，主功率开关301上的电压Vs及绕组307上的电压Vw保持不变。根据式5建立的极性规则，绕组307上的电压将是负的。
在周期t1结束时，变压器328的磁元件已被流过辅助绕组308的电流消磁，及绕组307上的电压反向。该电压变化以由主功率开关301上的电容305和电感312确定的频率谐振。绕组307上可获得的最大电压Vm由下式确定Vm=2VzNlNzLmLm+Lz]]>(式6)式中Vz是电容306上的电压，Nl是绕组307的匝数，Nz是绕组308的匝数，Lz是电感312的电感，及Lm是绕组308的磁化电感。假定电容306的电容值足够大，以维持一个开关周期上基本恒定的电压。通过选择绕组307对绕组308的匝数比及电感Lz，在开关301导通前可获得主功率开关301上的零电压条件。
在t1结束时和主功率开关301导通时之间的周期被确定为图3中所示的t2。在周期t2期间，主功率开关301上的电压谐振，并最好在接近谐振电压波形的最小电压点上使开关301导通。
可以这样设计变换器300，即使得电压Vw具有大于供电电压Vi的最大值。在此情况下，开关301上的电压将变成负值并被二极管304嵌位在大约-0.7V。主功率开关301可在该状态后导通，及将带来基本零电压的转换。应当指出，在开关301导通前不一定要迫使开关301上的电压降到-0.7V。在开关转换前开关301上电压的任何显著降低将会减小该开关中的损耗。
开关损耗的减小是在周期t2期间实现的。在周期t3、t4及t5期间，流过电感312的电流下降并反向，以便将能量再存储到电容306中。在周期t3期间，主功率开关301导通，及绕组307及308上的电压由输入电压Vi确定。由于电容306的部分放电，绕组308上的电压将大于电容306上的电压，由此使流过电感312的电流逐渐下降到零。
在周期t4期间，流过电感312的电流反向；在此时，能量开始从绕组307转移到308，以对电容306再充电。在周期t4期间，辅助开关302可被关断，这时二极管303为反向流过电容306的电流提供通路。在周期t5开始时，主功率开关301关断，及绕组307和308上的电压反向。这将使电感312上的电压反向并迫使流入电感312的电流快速地下降到零。二极管303现在被阻断，及流过电感312的电流停止，直到辅助开关302再导通为止。非隔离式实施例的总结图2A、2B及2C的电路使用一电容(106、206或306)上的电压来迫使电流流过一电感(112、212或312)及辅助绕组(108、208或308)，及该电流由主绕组(107、207或307)转换以使主开关(101、201或301)上的电容放电。这就减小了主开关的开关损耗，这正是本发明的目的。
当在开关转换期间能量从电容(106、206或306)释放时，该电容必须被再充电，以便为下个开关周期提供能量。当在开关导通时再充电的能量是由辅助绕组提供的，并流经电感(112、212或312)及二极管(103、203或303)。
这种使主开关上的电容放电并获得零电压开关的方法不同于现有的ZVS电路。在现有技术中，用于ZVS的能量存储在电感中，并且当辅助开关关断时启动ZVS。在本发明中，用于ZVS的能量存储在电容中，并且当辅助开关导通时启动ZVS。最后，在本发明中，辅助开关的导通时间允许与主开关的导通时间重叠，这能使设计变得容易。第一隔离式实施例主功率开关上寄生电容的放电可在另外型式的开关式变换器中实现。图4A及4B表示隔离的回程及正程变换器，其中寄生电容被放电。这些变换器提供了下述的附加优点。
图4A表示隔离式回程变换器400的概要电路图。在图4A中，当主开关401导通时，电流从输入电压源420流经绕组407及开关201，由此将电感能量存储在回程变压器428中。当开关401开断时，预先存储在变压器428中的能量经绕组415及二极管409释放给负载424。然后，开关401导通并再将能量存储在变压器428中。
在开关401上存在以电容405模仿的寄生电容。在开关401导通前，包括绕组408、电容406、电感412及开关402的电路使电容405放电，由此减小开关损耗。在开关401上的电压Vs可使用输入电压Vi及绕组407上的电压Vw由下式来计算Vs＝Vi-Vw(式7)式7表示，对于给定的输入电压Vi，主功率开关401上的电压Vs取决于绕组407上的电压Vw。电压Vw的增加将使电压Vs减小，由此可减小开关过渡期间的电压，并且也减小了功耗。通过将变换器400设计得使电压Vw大于或等于电压Vi，可在主功率开关401上获得零电压。
如上所述，使绕组407上电压Vw增加可通过使用辅助绕组408来实现，该辅助绕组408与电感412、辅助开关402及电容406相串联。绕组407及408磁耦合在一起并作为变压器428的一部分。二极管413与辅助开关402串联，并防止反向电流从辅助绕组408流过开关402的固有二极管。能量通过二极管403再存储到电容406中，该二极管403与变压器428的初级绕组407相连接。
辅助开关402正好在主功率开关401导通前导通。电感412提供了一个使能量从电容406转移到放电电容405的无损耗途径，二极管414提供了在开关402关断后使电感412放电的路径。
图5表示开关导通时间的时序图及相应的电压和电流波形图。波形W-21表示开关402(及图4B实施例中的开关502)的导通时间；波形W-22表示开关401(及501)的导通时间；波形W-23表示流过绕组408(及508)的电流；波形W-24表示流过二极管403(及503)的电流；及波形W-25表示开关401(及501)上的电压。
当开关402导通时，电容406上的电压驱使电流流过电感412及辅助绕组408。如果绕组415带有电流，则辅助绕组408的安匝数增加到等于绕组415的安匝数；这将使变压器428消磁并关断二极管409。对于该状态的周期在图5中以t1表示。在周期t1中，主功率开关401上的电压及绕组407上的电压保持不变。根据式7建立的极性规则，绕组407上的电压将是负的。
在周期t1结束时，变压器428已被流过辅助绕组408的电流消磁，及绕组407上的电压开始反向。该电压变化以由主功率开关401上的电容405和电感412确定的频率谐振。绕组407上可获得的最大电压Vm由下式确定Vm=2VzNlNzLmLm+Lz]]>(式8)式中Vz是电容406上的电压，Nl是绕组407的匝数，Nz是绕组408的匝数，Lz是电感412的电感及Lm是辅助绕组408的磁化电感。假定电容406的电容值足够大，以维持一个开关周期上基本恒定的电压。通过选择绕组407对绕组408的匝数比及电感Lz，在开关401导通前可获得主功率开关401上的零电压条件。
在t1结束时和主功率开关401导通时之间的周期被确定为图5中所示的周期t2。在周期t2期间，主功率开关401上的电压谐振，并最好在接近谐振电压波形的最小点上使开关401导通。
可这样设计变换器400，即使得电压Vw具有大于供电电压Vi的最大值。在此情况下，开关401上的电压将变成负值，并被二极管404嵌位在大约-0.7V。在此状态后主功率开关可以导通，并将带来基本零电压的转换。应当指出，在开关401被导通前不一定要迫使开关401上的电压降到0.7V。在开关转换前开关401上电压的任何显著降低将会减小开关中的损耗。开关损耗的减小是在周期t2期间实现的。
在周期t3期间，流过电感412的电流减小，而其余的能量被转移到变压器428。在主开关401关断前的任何时刻都可关断开关402。在开关402关断后，二极管414为来自电感412的电流提供通路。为了迫使二极管414导通，电感412上的电压必须大大增加，这将引起电流快速下降到零。
在周期t4期间，没有电流流过二极管403、413、414、电感412或辅助绕组408，该电路将作为传统的回程式变换器工作。
在周期t5开始时，主功率开关401关断，及经过绕组407的电压反向。在主功率开关401导通期间存储在绕组407中的磁化电感中的能量转移到负载424(经过次级绕组415及二极管409)并也转移到电容406(经过二极管403)。通过二极管403流到电容406的电流再存储在上一开关周期中已用于零电压开关的能量。
此外，电容406吸收从绕组407泄漏的能量并消除现有技术的回程式功率变换器中典型的高压尖脉冲。因为绕组407的漏电感阻止电流瞬时转移到次级绕组415而产生该尖脉冲，所以充电电容406提供了电流路径，直到在次级绕组415中建立电流为止。存储在电容406中的能量为下一开关周期的零电压转换提供了所需的能量。
因为在电感412中的剩余能量是通过绕组407和408放电的，该能量转移给变压器428，并且当主功率开关401关断时该能量可以随后转移给输出。这提供了附加的效率及使该新电路区别于现有技术的回程变换器。第二隔离式实施例图4B表示隔离式正程变换器的概要电路图。在图4B中，当主功率开关501导通时，电流从输入电压源520流经绕组507和开关501。这引起能量通过次级绕组515经由滤波电路(包括二极管509和514、电感516及电容510)供给负载524。
然后，开关501关断。在开关501上存在寄生电容(模仿成电容505)。在开关501导通前，使用包括绕组508、电容506、电感512及开关502的电路来使电容505放电，由此减小开关损耗。在开关501上的电压Vs可使用输入电压Vi及绕组507上的电压Vw由下式来计算Vs＝Vi-Vw(式9)式9表示，对于给定的输入电压Vi，主功率开关501上的电压Vs依赖于绕组507上的电压Vw。电压Vw的增加将使电压Vs减小，由此减小开关过渡时期的电压并且也减小了功耗。通过将变换器500设计得使电压Vw大于或等于电压Vi，可在开关期间在主功率开关501上获得零电压。
如上所述，使绕组507上的电压Vm增加可使用辅助绕组508来实现，该辅助绕组508与电感512、辅助开关502及电容506相串联。绕组507及508和次级绕组515磁耦合在一起并形成变压器528。二极管513与辅助开关502串联，并防止反向电流从辅助绕组508流过开关502的固有二极管。能量通过二极管503再存储到电容506中，该二极管503与变压器528的初级绕组507相连接。
辅助开关502正好在主功率开关501导通前导通。电感512提供了一个使能量从电容506转移到放电电容505的无损耗途径，二极管514提供了在开关502关断后使电感512放电的途径。并且，类似于电感112、212、312及412，电感512允许开关502的零电流转换，由此减小与开关502导通有关的能量损耗。还可通过使绕组508的匝数少于绕组507的匝数来进一步减小能量损耗(通常，绕组108、208、308及408的匝数小于绕组107、207、307及407的匝数，以分别减小与开关102、202、302、402相关的能耗)。
图5表示开关501及502的导通时间的时序图及相应的电压和电流波形。当开关502导通时，电容506上的电压驱使斜波(ramping)电流流入电感512及辅助绕组508。该电流开始磁化变压器528，该变压器528已在主功率开关501关断后消磁。辅助绕组508的安匝数增加并等于绕组515的安匝数。流过绕组508的斜波电流将逐渐代替流过二极管514的电流，最后迫使二极管514关断及二极管509导通。对于该状态的周期在图5中以t1表示。在周期t1期间，绕组507上的电压保持在接近于零。
在周期t1后，在绕组507上开始上升正电压。该电压变化以由主功率开关501上的电容505及电感512确定的频率谐振。绕组507上的最大电压Vm由下式确定Vm=2VzNlNzLmLm+Lz]]>(式10)式中Vz是电容506上的电压，Nl是绕组507的匝数，Nz是绕组508的匝数，Lz是电感512的电感，及Lm是辅助绕组508的磁化电感。假定电容506的电容量足够大，以维持一个开关周期上基本恒定的电压。通过选择绕组507对绕组508的匝数比及电感Lz，在开关501导通前可获得主功率开关501上的零电压条件。
在t1结束时和主功率开关501导通时之间的周期被确定为图3中所示的t2。在周期t2期间，主功率开关501上的电压谐振，并最好在接近谐振电压波形的最小点上使开关501导通。
可以这样设计变换器500，即使得电压Vw具有大于供电电压Vi的最大值。在此情况下，开关501上的电压变成负值，并被二极管504嵌位在大约-0.7V。在此状态后，主功率开关501可以导通，并带来零电压转换。应当指出，在开关501导通前不必迫使开关501上的电压降到-0.7V。在该开关转换前开关501上电压的任何显著降低将会减小开关中的损耗。开关损耗的减小是在周期t2期间实现的。
在周期t3期间，流过电感512的电流减小，而其余的能量被转移到变压器528。在主开关501关断前的任何时刻都可关断开关502。在开关502关断后，二极管514为来自电感512的电流提供通路。为了迫使二极管514导通，电感512上的电压必须大大增加，这将引起电感512上的电流快速下降到零。
在周期t4期间，没有电流流过二极管503、513、514、电感512或辅助绕组508，该电路将作为传统的正程式变换器工作。
在周期t5开始时，主功率开关501关断，及经过绕组507的电压反向。在主功率开关501导通期间存储在绕组507的磁化电感中的能量不能转移到输出，但能转移到电容506。通过二极管503的电流流到电容506中，并再存储在上一开关周期中已用于零电压开关的能量。
这种磁化能量从绕组507的转移消除了现有技术的正程式功率变换器中典型的高压尖脉冲。该尖脉冲是因为在开关501导通期间存储在绕组507中的磁化能量快速地对开关501上的电容505充电到一高值引起的。抽入到电容506的磁化能量为下次开关周期的零电压转换提供了所需能量。
图4A及4B的电路的一个重要特征是，电容406及506以不同于图2A至2C的方式充电。具体讲，当主功率开关401、501关断时，电容406及506被充电，及电容406、506分别从初级绕组407、507吸收泄漏的能量。于是，泄漏的能量将被再循环，以允许主功率开关401、501的ZVS。
相反地，在图2A至2C的实施例中，当主功率开关101、201、301导通时电容106、206、306被充电，及能量经辅助绕组108、208、308被抽入电容106、206、306。例1使用图4的回程式电路构成了一个实际的电路。对于各种元件的值选择如下电感412-25微亨(μH)N1-24匝N2-8匝Nz-12匝电容406-0.01微法(μF)电容410-3个220μF的电容辅助开关402-部件号IRF820，由国际整流器公司制造。
主功率开关401-部件号IRF840，由国际整流器公司制造。
二极管403、413、414-部件号BYV26E，由菲利浦公司制造。
二极管409-部件号MBR20200，由摩托罗拉公司制造。
开关402的关断时间-200ns开关频率-120KHz输出电压-18V输出电流-2.23A输出功率-40WN2是输出绕组415的匝数。图6表示变换器的效率与输入电压Vi的关系。对于40W的负载，该电路能达到接近90％的效率。
图7概要地表示用于驱动用来产生图6中数据的电路中的开关的控制电路。主控制电路是Unitrode公司出售的器件UC 3842。图8表示该电路各节点上的电压波形。在图8中，波形W-30是在UC 3842(电路650)的一个端子6上产生的电压；波形W-31是引线652及654上的电压，它驱动开关402；及波形W-32是引线656上的电压，它驱动开关401。例2图9A是根据本发明的一个电源的详细电路图。在图9A中，主功率开关是晶体三极管701，它连接在变压器728的主绕组707上。开关708的寄生电容及本体二极管未明显表示出。绕组708是辅助绕组，它执行类似以上讨论的绕组108至508的功能。相似地，结构部件702至728类似于标号部件102至128，202至228，等等。但是电容706实际为两个电容706a、706b。
输入电压以Vi表示。图9A中的另外组成如下750输出滤波电路
752用于控制主开关701的控制电路(包括标号为754的Unitrode 3842控制电路)756输出电压反馈电路758过电压及过功率保护电路760接收AC(交流)电压的输入端子762a、762bEMI滤波器764保险丝766限流热敏电阻768辅助开关702的控制电路图9B表示在开关702闭合后但在开关701闭合前通过电路700的电流(路径A)。
路径B(图9C)是在开关701闭合后通过电路700的电流通路。
路径C(图9D)是在开关701开断后的电流通路。该电流用于对电容706a、706b再充电。例3图10表示包括功率因数校正电路及本发明允许零电压转换的电路的电路图。在图10中，主功率开关的标号为801。并且，在图10中未表示出开关801上的寄生电容及本体二极管。绕组807a、807b实际用于两个功能，其中一个功能是用作用于接收功率的初级绕组，该功率将要传送到变压器828的次级绕组。绕组807a、807b的第二个功能将讨论如下。
图10中的结构是根据如图1至5的同一标号规则加以标号的。应该指出，使用了两个二极管813a、813b来代替一个二极管。
图10中的电路包括类似于美国专利5,600,546、5,652,700以及美国专利申请08/721,497中所述的功率因数校正电路，专利5,600,546授权于HO等人，专利5,652,700授权于Tsai等人，专利申请08/721,497的申请人是Poon等人，在此所包含的每个专利作为参考。绕组807a、807b也执行上述08/721,497申请中绕组W1及W2的功能。二极管831相应于08/721,497中的二极管D5。电容852相应于08/721,497中的电容C1。电感833相应于08/721,497中的电感L1。整流桥835相应于08/721,497中的二极管桥D1至D4。图10中另外的组成包括
850输出滤波电路852控制主开关801的控制电路(包括标号为854的Unitrode 3842控制电路)856输出电压反馈电路858过电压保护电路860接收AC电压的输入端子862a，862bEMI滤波器864保险丝866限流热敏电阻868辅助开关802的控制电路870主开关801的关断缓冲电路872电容806的旁路电阻874对控制电路852供电的电源绕组如上所述，开关801是主功率开关。包括开关802、电感812及电容806的电路与绕组808相连接，以保证在开关801导通前开关801上的寄生电容被放电。
图10的电路在端子860上接收AC电压波形。包括二极管CR10至CR13的二极管桥对该波形进行整流。包括电感833、二极管831、绕组807a及807b、电容832及开关801的电路能以如下四个方式中的一个方式工作1.当导线880上的电压足够高，及开关801闭合时，电流流过电感833、二极管831、绕组807b及开关801(同时，电流从电容832流经绕组807a和807b及开关801)。这引起能量存储在变压器828中。
2.当导线880上的电压足够高，及开关801断开时，电流通过电感833、二极管831、绕组807a流入电容832。同时，预先存储在变压器828中的能量被转移到次级绕组。
3.当导线880上的电压不足够高，及开关801闭合时，电流从电容832流过绕组807a及807b和开关801。以此方式，当不能从变换器输入电流获得足够能量时，预先存储在电容832中的能量被转移到变压器828。
4.当导线880上的电压不足够高，及开关801断开时，电流不流过绕组807a、807b、电容832、电感833或二极管831。
关于这些电路元件的更详细情况描述在08/721,497的申请中，其中包括流过其中的各个电流路径。重要的是，电感833、二极管831、绕组807a及807b和电容832减小输入电流波形的谐波成分并提供功率因数的校正。
虽然本发明是针对具体的实施例描述的，但本领域的熟练技术人员将理解，在不脱离本发明的精神和范围的情况下对其形式和细节可作出各种变化。例如，可对变换器连接不同的滤波电路来产生DC输出电压。可以使用不同种类的开关(如FETs，双极性晶体管、或SCRs)。电感112、212、312、412、512、712和812可与变压器128、228、328、428、528、728和828作成一体(这可通过分别使用绕组108、208、308、408、508、708、808及绕组107、207、307、407、 507、707、807之间的漏电感作为电感112、212、312、412、512、712、812来实现)。本发明可用于另外的电路布局，例如全桥或半桥式变换器(这通常涉及使用两组辅助绕组、电感、电容及开关，以允许正、负开关周期的ZVS)。根据本发明的正程及回程变换器可以具有一个或多个输出绕组。本技术领域的熟练技术人员还可以理解，串联的各元件的连接次序可以改变，而不会改变电路的工作。仅作为一个例子，可以将电容106连接在电感112及开关102之间(见图2A)，该电路与将电容106连接在开关102和绕组108之间的情况相同地工作。类似地，二极管413可连接在包括绕组408、电感412及开关402(图4A)的串联环路中的其它地方。类似地，二极管513可连接在包括绕组508、电感512及开关502(图4B)的串联环路中的其它地方。并且，各种电容及电感可以是寄生电容及电感。因此，所有这些变化包括在本发明中。
权利要求
1.一种电路，包括第一开关，它具有与其相连接的寄生电容；第一绕组，它与所述第一开关相串联；第二绕组，它与所述第一绕组磁耦合；与所述第二绕组相连接的装置，用于对所述第二绕组提供电流，以使通过所述第二绕组的电流促使电流流过所述第一绕组，以便在所述第一开关闭合前消除所述寄生电容的电荷。
2.根据权利要求1所述的电路，其中与所述第二绕组相连接的所述装置包括一个电容，及与所述电容及所述第二绕组相串联的第二开关；其中当所述第二开关闭合时，存储在所述电容中的能量引起电流流过所述第二绕组，这又引起电流流过所述第一绕组，接着又引起在所述第一开关导通前使电荷移出所述寄生电容。
3.根据权利要求2所述的电路，还包括与所述第二开关、所述第二绕组及所述电容相串联的电感。
4.根据权利要求1所述的电路，其中所述电路是升压式变换器。
5.根据权利要求1所述的电路，其中所述电路是反极性变换器。
6.根据权利要求1所述的电路，其中所述电路是反极性升压变换器。
7.根据权利要求1所述的电路，其中所述电路是正程式变换器，及所述第一和第二绕组是变压器的一部分，所述变压器包括第三绕组，用于向负载提供功率。
8.根据权利要求1所述的电路，其中所述电路是回程式变换器，所述第一及第二绕组是回程变压器的一部分，所述回程变压器包括第三绕组，用于向负载提供功率。
9.根据权利要求3所述的电路，其中所述第一绕组的第一引线与第一输入端子连接，所述第一绕组的第二引线与所述第一开关的第一引线相连接，所述第一开关的第二引线与第二输入端子相连接，输入电压施加在所述第一及第二输入端子上，及所述电容、第二开关及电感与所述第二绕组相连接。
10.根据权利要求9所述的电路，其中第一个二极管连接在所述第一绕组的所述第二引线及所述电容的一个端子之间，以使得当所述第一开关断开时，来自所述第一绕组的电流能对所述电容充电；第二个二极管与所述第二开关串联，以使得电流仅能在一个方向上流过所述第二开关；及第三个二极管连接在所述第二输入端子及所述电感之间，以使得当所述第二开关关断时，来自所述第二输入端子的电流能经过所述第三个二极管、所述电感流入所述第二绕组。
11.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一及第二绕组是变压器的一部分，所述变压器具有一第三绕组；及其中与所述第二绕组连接的所述装置包括第一电容；及与所述第一电容及所述第二绕组串联的第二开关，其中当所述第二开关闭合时，存储在所述电容中的能量引起电流流过所述第二绕组，这又引起电流流过所述第一绕组，并接着在所述第一开关导通前使电荷移出所述寄生电容，所述电路还包括第一及第二功率输入端子，用于接收功率；第一电感；第一个二极管，它与所述第一电感、所述第一绕组及所述功率开关相串联，所述功率开关是在所述第一和第二功率输入端子之间；第二电容，它与所述第三绕组相串联，所述第三绕组与所述第一绕组相连接，由此所述第一个二极管、第二电容、第一绕组及第三绕组协同工作，以减小所述电路的输入电流中的谐波。
12.根据权利要求11所述的电路，其中所述变压器包括第四绕组，用于提供输出电压波形；及滤波电路，它与所述第四绕组相连接，用于响应所述输出电压波形而提供DC输出电压。
13.根据权利要求12所述的电路，还包括一个二极管桥，用于接收AC波形，对所述AC波形整流，及将所述整流的AC波形提供给所述第一和第二功率输出端子。
14.一种使开关上的寄生电容放电的方法，所述开关与第一绕组相串联，所述第一绕组与第二绕组磁耦合，所述方法包括以下步骤使电流流过所述第二绕组；流过所述第二绕组的所述电流引起电流流过所述第一绕组，所述第一绕组中的所述电流使电荷移出所述寄生电容并减小所述寄生电容上的电压；及在所述寄生电容上的电压下降后闭合所述开关。
15.根据权利要求14所述的方法，其中所述使电流流过所述第二绕组的步骤包括将一电容连接到所述第二绕组，所述电容具有存储在其上的电荷。
16.根据权利要求15所述的方法，其中一个二极管连接在所述开关上，流过所述第二绕组的电流引起所述二极管在所述开关闭合前导通。
全文摘要
一种开关式功率变换器通过使用辅助开关、电容、辅助绕组及电感经过零电压开关(ZVS)来实现高效率。该技术可应用于升压、反极性升压、反极性、隔离正程或隔离回程式变换器。所述辅助开关在主功率开关导通前导通,及该电容提供电压并激励电感及迫使电流流过辅助绕组。该电流被主绕组变换,并在主开关导通前使主功率开关上的电容放电到零电压。因此获得ZVS并大大地减小主功率开关的开关损耗。
文档编号H02M1/34GK1200594SQ9810517
公开日1998年12月2日 申请日期1998年2月4日 优先权日1997年2月5日
发明者潘毅杰 申请人:计算机产品公司