具有电子分配结构的电动机的制作方法

专利名称：具有电子分配结构的电动机的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种电动机，其中电流路径借助于多个晶体管通过电子方式改变。
近来，其中电流路径借助多个晶体管通过电子方式改变的电动机已广泛地用作OA装置或AV装置的驱动电动机。在这种电动机的现有技术例中，到绕组的电流路径是使用PNP型或NPN型功率晶体管以电子方式改变。
图25表示现有技术中的电动机。对该电动机的操作将作简要的描述。转子2011具有由永磁铁构成的磁场部分。位置检测单元2041响应于转子2011的旋转，产生两组三相电压信号K1、K2及K3，和K4、K5及K6。第一分配单元2042响应于电压信号K1、K2及K3产生三相下侧导通控制信号L1、L2及L3，以控制下侧NPN型双极性功率晶体管2021、2022及2023的导通。第二分配单元2043响应于电压信号K4、K5及K6产生三相上侧导通控制信号M1、M2及M3，以控制上侧PNP型功率晶体管2025、2026及2027的导通。根据该构型，三相驱动电压供给到绕组2012、2013及2014。
但是，这种现有技术的电动机具有下列问题(1)大功率损耗在现有技术的结构中，NPN型功率晶体管2021，2022及2023和PNP型功率晶体管2025、2026及2027的发射极-集电极电压受到模似的控制，以提供绕组2012、2013及2014所需的驱动电流幅值。因此，在每个功率晶体管中，功率晶体管上的压降大，由功率晶体管的电压及电流的积产生出大的功率损耗。尤其是，电动机绕组的驱动电流大及功耗特别大。其结果是，电动机具有很低的功效。(2)高生产成本为了降低生产成本，有效的作法是将晶体管、电阻及另外器件组合在单片集成电路(IC)中。但是，PNP型功率晶体管2025、2026及2027的形成需要大晶片区域，由此产生增大生产成本的大因素。因为作为集成结果形成的寄生电容的影响，PNP型功率晶体管难以工作在高速度上。因为功率晶体管消耗大的功率并产生大量的热，另外，难以将各功率晶体管集成在一个晶片上。尤其是，电动机绕组的驱动电流大并由此具有由功率晶体管产生的热使集成电路引起热损坏的危险。当在集成电路上装散热板以防止热损坏发生时，生产成本就大大增加。(3)电动机振动大最近，光盘装置如DVD-ROM或磁盘装置如HDD需要使用小振动的电动机，以发展高密度盘的记录和/或重播。但是，在现有技术的结构中，功率晶体管的快速开关引起绕组产生脉冲电压，由此使驱动电流波动。其结果是电动机产生的力是波动的，及形成电动机的大振动。
非常迫切地需要开发一种电动机，其中能解决每个或所有这些问题。
本发明的目的是一个接一个地或同时地解决上述各个问题，并提供一种适于与集成电路相结合的电动机。
根据本发明的电动机包括可动体；多相绕组；用于供给DC电压的电压供给装置；Q(Q2或更大的整数)个第一功率放大装置，每个包括第一功率晶体管及形成从所述电压供给装置的负输出端到所述多相绕组中一个的电流路径；Q个第二功率放大装置，每个包括第二功率晶体管及形成从所述电压供给装置的正输出端到所述多相绕组中一个的电流路径；交变信号产生装置，用于产生多相交变信号；第一分配控制装置，用于响应所述交变信号产生装置的输出信号，控制来自所述Q个第一功率放大装置的电流的分配；及第二分配控制装置，用于响应所述交变信号产生装置的输出信号，控制来自所述Q个第二功率放大装置的电流的分配；其中，所述电压供给装置包括用于存储磁能的电感装置；用于存储电能的电容装置；具有开关晶体管的开关装置，它的电流输出端侧连接到DC电源的负端侧，及电流输入端侧连接到所述电感装置的一端，并执行电源通路的高频开-关控制，以从所述DC电源对所述电感装置补充磁能；及电流通路形成装置，它借助于相对所述开关晶体管开-关操作互补的关-开操作形成从所述电感装置到包括所述电容装置的电路的电流通路；所述电压供给装置这样构成以使得在所述电容装置一端及所述DC电源一端之间输出变换的DC电压，并将所述变换的DC电压供给所述Q个第一功率放大装置及所述Q个第二功率放大装置；及所述开关晶体管、所述第一功率晶体管、所述第二功率晶体管及至少一个半导体元件被一起集成在单芯片集成电路中。
根据该结构，第一及第二功率晶体管的功耗大大下降，并且电压供给部分的开关晶体管的功耗很小。其结果是，电动机的功效极大地改善。即使当功率器件集成在单芯片上，其发热量非常小及集成电路的热损坏不会发生。上述结构可免于作为集成结果形成的寄生晶体管器件免于工作。换言之，即使当开关晶体管执行高频开关时，也不会发生由于寄生晶体管产生的不希望有的操作。因此，功率器件如开关晶体管及功率晶体管可以在高密度下与必需的半导体器件一起形成在单芯片集成电路中，并可实现低成本的结果。在模拟变化的第一和第二分配电流信号供给第一和第二功率放大装置的导通控制端侧的结构中，例如可对绕组施加模拟地变化的双向驱动电流，以使驱动电流的脉动量大大地减少。其结果是，产生的力的脉动量下降及可实现高性能的电动机。
根据本发明另一方面的电动机包括可动体；多相绕组；电压供给装置，具有用于输出变换DC电压的开关晶体管，该变换DC电压是通过以高频对所述具有所述开关晶体管的DC电源的电源通路进行开关控制的DC电源的变换DC电压；Q(Q2或更大的整数)个第一功率放大装置，每个包括第一功率晶体管及形成从所述电压供给装置的负输出端到所述多相绕组中一个的电流路径；Q个第二功率放大装置，每个包括第二功率晶体管及形成从所述电压供给装置的正输出端到所述多相绕组中一个的电流路径；交变信号产生装置，用于产生多相交变信号；第一分配控制装置，用于响应所述交变信号产生装置的输出信号，控制来自所述Q个第一功率放大装置的电流的分配；及第二分配控制装置，用于响应所述交变信号产生装置的输出信号，控制来自所述Q个第二功率放大装置的电流分配；并还包括开关控制装置，它包括，调制装置，用于与所述可动体的运动同步地、模拟地改变幅值；及电压检测装置，用于检测所述第一功率晶体管或所述第二功率晶体管的压降，其中所述开关控制装置响应所述电压检测装置的输出信号及所述调制的输出信号控制所述开关晶体管的开关操作。
根据该结构，第一及第二功率晶体管和开关晶体管的功耗大为下降，电动机的功效极大地改善。功率晶体管在导通状态下的压降被控制在有功工作区域中的小值上，及开关晶体管响应于调制装置的输出信号及电压检测装置的输出信号而被控制。其结果是由于绕组反电势的影响引起的压降波动可被明显地减小，及每个功率晶体管的压降总能被控制到最小的必须值。因此，功率晶体管在导通状态下的功耗及发热进一步减小。
根据本发明又一方面的电动机包括可动体；多相绕组；用于供给DC电压的电压供给装置；Q(Q2或更大的整数)个第一功率放大装置，每个包括具有第一FET功率晶体管的第一FET功率电流镜电路，及形成从所述电压供给装置负输出端到所述多相绕组中一个的电流路径；Q个第二功率放大装置，每个包括具有第二FET功率晶体管的第二FET功率电流镜电路，及形成从所述电压供给装置的正输出端到所述多相绕组中一个的电流路径；交变信号产生装置，用于产生多相交变信号；第一分配控制装置，用于响应所述交变信号产生装置的输出信号产生第一Q相电流信号，每个信号至少以上升及下降斜率模拟地变化，并将所述第一Q相电流信号分别供给所述Q个第一功率放大装置的导通控制端侧；及第二分配控制装置，用于响应所述交变信号产生装置的输出信号产生第二Q相电流信号，每个信号至少以上升及下降斜率模拟地变化，并将所述第一Q相电流信号分别供给所述Q个第一功率放大装置的导通控制端侧。
根据该结构，每个第一功率放大装置是由使用第一FET功率晶体管的第一FET功率电流镜电路构成的，每个第二功率放大装置是由使用第二FET功率晶体管的第二FET功率电流镜电路构成的。其结果是，虽然使用了具有非线性特性及大增益变化的FET功率晶体管，但在第一及第二功率放大装置中电流放大系数的非线性及变化可显著地减小。因此，绕组中驱动电流的变化下降，及电动机振动显著减小。此外，第一分配控制装置及第二分配控制装置产生第一Q相电流信号及第二Q相电流信号，每个电流信号至少以上升及下降斜率模拟地变化，并将第一Q相电流信号及第二Q相电流信号分别供给第一功率放大装置及第二功率放大装置的导通控制端。因此，可以通过上述第一分配控制装置及第二分配控制装置的操作并通过使用第一功率放大装置的Q个第一FET功率晶体管及第二功率放大装置的Q个第二FET功率晶体管模拟地执行改变电流路径的操作，因此可以显著地减小由电流路径变化引起的双向Q相驱动电流的波动。因而，可以实现具有减少振动的电动机。
根据本发明另一方面的电动机包括可动体；多相绕组；用于供给DC电压的电压供给装置；Q(Q2或更大的整数)个第一功率放大装置，每个包括第一功率晶体管及形成从所述电压供给装置的负输出端到所述多相绕组中一个的电流路径；Q个第二功率放大装置，每个包括第二功率晶体管及形成从所述电压供给装置的正输出端到所述多相绕组中一个的电流路径；交变信号产生装置，用于产生多相交变信号；第一分配控制装置，用于响应所述交变信号产生装置的输出信号控制来自所述Q个第一功率放大装置的电流的分配；及第二分配控制装置，用于响应所述交变信号产生装置的输出信号控制来自所述Q个第二功率信号放大装置的电流的分配；及还包括旁路开关装置，它具有旁路晶体管，用于阻断或连接所述电压供给装置的正输出端侧及所述多相绕组共同端侧之间的电流通路；关断装置，具有关断晶体管，用于连接或停止所述电压供给装置的正输出端侧及所述第二功率放大装置电流输入端侧之间的电流通路；及二极管装置，它能使单向电流从至少一个所述第二功率晶体管的电流输出端侧流到其电流输入端侧。
根据该结构，电动机可以使工作适应地改变到第一导通方式，其中对绕组供给双向电流以便获得大的输出力；及改变到第二导通方式，其中对绕组提供单向电流，以便执行高速转动，尤其是设置了连接在从第二功率晶体管电流输出端侧到电流输入端侧方向上的二极管装置，以便能响应第二导通方式中绕组产生的反电势流过反向电流。但是，通过关断装置的关断晶体管阻止了反向电流的流通，由此使电动机正常地工作。此外，电动机这样构成，当第一及第二功率晶体管、旁路晶体管、及关断晶体管被集成时，例如可防止由于形成在集成电路中的多个寄生器件(包括二极管装置)引起的不希望有的操作的发生，及上述第一和第二导通方式可稳定的工作。在模拟地变化的第一及第二分配电流信号供给第一及第二功率放大装置的导通控制端侧的结构中，例如将模拟变化的双向或单向驱动电流提供给绕组，以使得驱动电流的脉动值大大地下降。其结果是，输出力的脉动量显著地减小及可实现高性能的电动机。
根据本发明又一方面的电动机包括可动体；多相绕组；用于供给DC电压的电压供给装置；Q(Q2或更大的整数)个第一功率放大装置，每个包括第一NMOS-FET功率晶体管，并形成从所述电压供给装置的负输出端到所述多相绕组中一个的电流路径；Q个第二功率放大装置，每个包括第二PMOS-FET功率晶体管，并形成从所述电压供给装置的正输出端到所述多相绕组中一个的电流路径；交变信号产生装置，用于产生多相交变信号；第一分配控制装置，用于响应所述交变信号产生装置的输出信号控制来自所述Q个第一功率放大装置的电流分配；第二分配控制装置，用于响应所述交变信号产生装置的输出信号控制来自所述Q个第二功率放大装置的电流分配；电源开关装置，它具有PMOS-FET功率晶体管，用于当所述DC电源开通时，连接所述电压供给装置的DC电源的正端侧向所述Q个第二功率放大装置的供电通路，及当所述DC电源关断时，断开所述DC电源的正端侧向所述Q个第二功率放大装置的供电通路；及电压输出装置，用于当所述DC电源关断时，输出对所述多相绕组的多相反电势进行整流所获得的整流DC电压。
根据该结构，可以实现能输出整流DC电压及无需高压输出部分也能工作的电动机。电动机的整流DC电压用于当装置中DC电源关断时执行应急操作。在这种应急情况下，因为高压输出部分的功能会降低电动机的整流DC电压供给的功率，因此最好使电动机不具有高压输出部分。此外，通过省略高压输出部分使电动机具有降少元件数目(尤其是电容器)的优点。
在对实施例详细说明中将描述这种及另外的结构和操作。附图的概要说明

图1是说明本发明实施例1结构的示图；图2是实施例1的交变信号形成部分34的电路图；图3是实施例1的控制信号形成部分的电路图；图4是实施例1的分配信号形成部分36的电路图；图5是实施例1的第一电流放大部分41、42及43的电路图；图6是实施例1的第二电流放大部分45、46及47和高电压输出部分53的电路图；图7是实施例1的开关控制部分51及电压变换部分52的电路图；图8是实施例1的集成电路的部分横截面图；图9是表示本发明实施例2结构的示图；图10是实施例2的开关控制部分310及电压变换部分52的电路图；图11是实施例2的调制部分300的电路图；图12是说明本发明实施例3结构的示图；图13是实施例3的高电压输出部分450的电路图；图14是实施例3的电源开关部分54及电压变换部分52的电路图15是表示本发明实施例4结构的示图；图16是实施例4的第二电流放大部分645、646及647的电路图；图17是表示本发明实施例5的结构的示图；图18是表示本发明实施例6的结构的示图；图19是本发明各实施例中可使用的功率放大部分的另外结构的电路图；图20是本发明各实施例中可使用的功率放大部分的另外结构的电路图；图21是在本发明各实施例中可使用的功率放大部分的另外结构的电路图；图22是本发明各实施例中可使用的功率放大部分的另外结构的电路图；图23是本发明各实施例中可使用的电压变换部分中电流路径形成电路的另外结构的电路图；图24是本发明各实施例中可使用的电压变换部分中电流路径形成电路的另外结构的电路图；图25是说明现有技术电动机的结构的示图。《实施例1》图1至8表示本发明实施例1的电动机。
图1表示其结构。例如，可动体1是一个转子，在其上借助一个永磁铁安装了产生多个极磁通的磁场部件。在另一实施例中，可使用多个永磁铁。三相绕组2、3和4安装在定子或定体上并这样布置，即它们彼此隔开120度电角度。三相绕组2、3及4通过三相驱动电流I1、I2及I3来产生三相磁通，并与可动体1的磁场部件相互作用，因此产生驱动力，并由此使可动体1旋转。
电压转换部分52具有NMOS-FET开关晶体管61，它执行约200KHz的高频开关。NMOS-FET开关晶体管是一种具有N沟道MOS结构的FET开关晶体管(FET场效应晶体管，MOS金属氧化物半导体)。在NMOS-FET开关晶体管61中，电流输出端侧连接在DC电源部分50的负端侧，电流输入端侧连接在变换电感63的一端。该晶体管在电源通路中执行高频开关(开-关操作)，经过该通路变换电感63的磁能从DC电源部分50的正端侧(+)再补充到变换电感63。一个续流二极管62连接在变换电感63的一端并执行与NMOS-FET开关晶体管61的高频开-关操作互补的关-开操作，以便构成电流通路形成电路，通过它变换电感63连接到包括变换电容器64的电路。
根据这个结构，当NMOS-FET开关晶体管61关断时，续流二极管62形成一电流通路，通过它电流经过变换电感63供给包括变换电容64的电路。当NMOS-FET开关晶体管61导通时，从DC电源部分50的正端侧延伸并通过变换电感63的电源通路被形成。因此，变换电感63的磁能被补充(变换电感63的磁能增大)。当NMOS-FET开关晶体管61被关断时，变换电感63的端电压急剧升高并使续流二极管62变为导通状态。因此，包括续流二极管62的电流通路形成电路工作，由此使电流供给到包括变换电容器64的电路(变换电感63的磁能减少)。其结果是，在变换电容器64的一端及DC电源部分50正端侧之间输出变换的DC电压(Vcc-Vg)。
变换电容器64连接在电压变换部分52的正输出端侧(P)及负输出端侧(M)之间，以致构成一个滤波电路，它使通过变换电感63供给的电流及电压平波。因此，电压变换部分52的负输出端侧(M)的电位Vg通过使NMOS-FET开关晶体管61受到高频PWM(脉宽调制)而被可变地控制。其结果是，使用由DC电源部分S0供给的DC电压Vcc作为电源，在电压变换部分S2的正、负输出端侧之间产生变换DC电压(Vcc-Vg)。DC电源部分50的负端被设成地电位(OV)。DC电源部分50及电压变换部分52形成提供所需DC电压的电压供给单元。
NMOS-FET开关晶体管61例如由具有双扩散N沟道MOS结构的FET晶体管构成，并具有作为寄生器件形成的开关二极管，它在等效电路中反向地连接或连接在从晶体管的电流输出端侧到其电流输入端侧的方向上(另一方式是，NMOS-FET开关晶体管61可包括在集成电路中，因此不形成寄生开关二极管61d)。
三个第一功率放大部分11、12及13的电流输出端侧共同地连接在电压变换部分52的负输出端侧。第一功率放大部分11具有第一NMOS-FET功率晶体管81，它放大输入到导通控制端侧第一电流放大部分41的输出电流F1，并输出放大的电流。NMOS-FET功率晶体管是具有N沟道MOS结构的FET功率晶体管。第一NMOS-FET功率晶体管81及NMOS-FET晶体管91构成第一NMOS-FET功率电流镜电路。NMOS-FET功率电流镜电路是使用具有N沟道MOS结构的FET功率晶体管的电流镜电路。因为NMOS-FET功率晶体管的单元尺寸是NMOS-FET晶体管91的100倍，工作在一个有源工作区域中的NMOS-FET功率电流镜电路能放大输入电流至100倍。第一NMOS-FET功率晶体管81是由具有双扩散N沟道MOS结构的FET晶体管构成的，并具有第一功率二极管81d，该二极管形成为一个寄生器件并在等效电路中反向连接或连接在从晶体管的电流输出端侧到电流输入端侧的方向上。
类似地，第一功率放大部分12具有第一NMOS-FET功率晶体管82，它放大输入到导通控制端侧第一电流放大部分42的输出电流F2，并输出放大的电流。第一NMOS-FET功率晶体管82及NMOS-FET晶体管92构成第一NMOS-FET功率电流镜电路。NMOS-FET功率晶体管82的单元尺寸是NMOS-FET晶体管92的100倍。第一NMOS-FET功率晶体管82是由具有双扩散的N沟道MOS结构的FET晶体管构成的，并具有第一功率二极管82d，该二极管形成为一个寄生器件并在等效电路中反向连接或连接在从晶体管的电流输出端侧到电流输入端侧的方向上。
此外，第一功率放大部分13具有第一NMOS-FET功率晶体管83，它放大输入到导通控制端侧第一电流放大部分43的输出电流F3，并输出放大的电流。第一NMOS-FET功率晶体管83及NMOS-FET晶体管93构成第一NMOS-FET功率电流镜电路。NMOS-FET功率晶体管83的单元尺寸作成NMOS-FET晶体管93的100倍。第一NMOS-FET功率晶体管83由具有双扩散N沟道MOS结构的FET晶体管构成，并具有第一功率二极管83d，该二极管形成为一寄生器件并在等效电路中反向连接或连接在从晶体管的电流输出端侧到电流输入端侧的方向上。
第一NMOS-FET晶体管81、82及83的电流输出端侧共同地连接到电压变换部分52的负输出端侧，及各晶体管的电流输入端侧分别连接到绕组2、3及4的电力供给端子上。根据该结构，第一功率放大部分11、12及13将由放大输入电流得到的电流供给到导通控制端侧，以便将电力提供到绕组2、3及4的端子上，并由此分别将驱动电流I1、I2及I3的负电流部分提供给绕组2、3及4。
三个第二功率放大部分15、16及17的电流输入端侧共同地连接到电压变换部分52的正输出端侧。第二功率放大部分15具有第二NMOS-FET功率晶体管85，它放大输入到导通控制端侧第二电流放大部分45的输出电流H1，并输出放大的电流。第二NMOS-FET功率晶体管85及NMOS-FET晶体管95构成第二NMOS-FET功率电流镜电路。因为NMOS-FET功率晶体管85的单元尺寸是NMOS-FET晶体管95的100倍，工作在一个有源工作区域中的NMOS-FET功率电流镜电路能放大输入电流至101倍，第二NMOS-FET功率晶体管85是由具有双扩散N沟道MOS结构的FET晶体管构成的，并具有第二功率二极管85d，该二极管形成一个寄生器件并在等效电路中反向连接的或连接在从晶体管的电流输出端侧到电流输入端侧的方向上。
类似地，第二功率放大部分16具有第二NMOS-FET功率晶体管86，它放大输入到导通控制端侧第二电流放大部分46的输出电流H2，并输出放大的电流。第二NMOS-FET功率晶体管86及NMOS-FET晶体管96构成第二NMOS-FET功率电流镜电路。NMOS-FET功率晶体管86的单元尺寸是NMOS-FET晶体管96的100倍。第二NMOS-FET功率晶体管86由具有双扩散N沟道MOS结构的FET晶体管构成，并具有第二功率二极管86d，该二极管形成为二个寄生器件并在等效电路中反向连接或连接在从晶体管的电流输出端侧到电流输入端侧的方向上。
此外，第二功率放大部分17具有第二NMOS-FET功率晶体管87，它放大输入到导通控制端侧第二电流放大部分47的输出电流H3，并输出放大的电流。第二NMOS-FET功率晶体管87及NMOS-FET晶体管97构成第二NMOS-FET电流镜电路。NMOS-FET功率晶体管87的单元尺寸作成NMOS-FET晶体管97的100倍。第二NMOS-FET功率晶体管87由具有双扩散N沟道MOS结构的FET晶体管构成，并具有第二功率二极管87d，该二极管形成为一寄生器件并在等效电路中反向连接或连接在从晶体管的电流输出端侧到电流输入端侧的方向上。
第二NMOS-FET晶体管85、86及87的电流输入侧共同地经由电阻31连接到电压变换部分52的正输出端侧，及各晶体管的电流输出端侧分别连接到绕组2、3及4的电力供给端上。根据该结构，第二功率放大部分15、16及17将由放大输入电流得到的电流供给到导通控制端侧，以便将电力提供到绕组2、3及4的端子上，并由此分别将驱动电流I1、I2及I3的正电流部分提供给绕组2、3及4。
控制信号形成部分30是由电流检测电阻31及电位移动电路32组成的电流检测单元及比较单元33构成的。相应于绕组驱动电流I1、I2及I3的正部分合成值的合成供电电流Iv被作为电流检测电阻31上的电压降检测。电位移动电路32输出响应于合成供电电流Iv的电流检测信号Br。比较单元33将指令信号AC与电流检测信号Br相比较，并输出响应这些信号差的第一及第二控制电流信号C1及C2。指令信号AC是由速度控制器例如通过比较可动体1的速度与所需速度获得的。
图3具体地表示控制信号形成部分30的结构。电位移动电路32包括电压-电流变换电路151及一个电阻152。电压-电流变换电路151输出正比于由合成供电电流Iv产生的电流检测电阻31的压降的电流。输出电流经过电阻152流通并输出相对于DC电源部分50负端侧的电流检测信号。
比较单元33的差分放大部分161产生响应于指令信号Ac及电流检测信号Br之间的电压差的输出电压Cg。晶体管171及172和电阻173及174产生正比于输出电压Cg的两个电流信号。晶体管171的集电极电流通过由晶体管181及182组成的电流镜电路作为第一控制电流信号C1输出。晶体管172的集电极电流作为第二控制电流信号C2输出。晶体管171及172和电阻173及174被设成具有预定设计值，以使得第二控制电流信号C2的值是第一控制电流信号C1的值的两倍。电容器162形成差分放大部分161中的低通滤波器。
图1中的交变信号形成部分34输出模拟变化的三相交变电流信号D1、D2及D3，以便引起三相电流通过三相绕组。图2具体地表示交变信号形成部分34的结构。在此例中，交替信号形成部分34是由位置检测单元100及交变信号单元101构成的。
位置检测单元100具有位置检测元件111及112，它们是用于检测可动体1产生的磁通的磁电转换元件(例如霍尔元件)。位置检测元件111及112彼此隔开120电角度，并输出位置信号Ja1及Ja2，和Jb1及Jb2，它们随着可动体1的运动正弦地模拟变化。信号Ja1及Ja2是反相的关系(隔开180度电角度)，及信号Jb1及Jb2也是反相的关系。反相关系的信号不考虑为相数。位置信号Ja2及Jb2由电阻113及114合成在一起产生第三相的位置信号Jc1，及位置信号Ja1及Jb1由电阻115及116合成在一起产生第三相的位置信号Jc2。根据该结构，在位置检测单元100中，就获得了彼此相隔120度电角度的三相位置信号Ja1、Jb1及Jc1(Ja2、Jb2及Jc2)。
交变信号单元101产生正弦交变电流信号D1、D2及D3，它们响应于三相位置信号模拟地变化。晶体管122及123响应于第一相的位置信号Ja1及Ja2之间的电压差，将恒流源121的电流分流到各集电极侧。晶体管123的集电极电流被由晶体管124及125组成的电流镜电路以放大系数2放大，然后从晶体管125的集电极输出。晶体管125的集电极电流与恒流源126的电流相比较，并输出其电流之间的差值作为第一相的交变电流信号D1。因此，交变电流信号D1响应于位置信号Ja1模拟地变化，在180度电角度范围期间流出(正极性电流)及在接着180度范围期间流入(负极性电流)。
类似地，交变电流信号D2响应于位置信号Jb1模拟地变化，在180度电角度范围期间流出(正极性电流)，及在接着180度范围期间流入(负极性电流)。此外，交变电流信号D3响应于位置信号Jc1模拟地变化，在180度电角度范围期间流出(正极性电流)，及在接着180度范围期间流入(负极性电流)。其结果是，交变电流信号D1、D2及D3构成正弦三相电流信号。
图1的分配信号形成部分36包括第一及第二分配器37和38。第一分配器37响应交变信号形成部分34的三相交变电流信号D1、D2及D3分配控制信号形成部分30的第一控制电流信号C1，以产生三相模拟地变化的第一分配电流信号E1、E2及E3。第二分配器38响应交流信号形成部分34的三相交变电流信号D1、D2及D3分配控制信号形成部分30的第二控制电流信号C2，以产生三相模拟地变化的第二分配电流信号G1、G2及G3。
图4具体地表示分配信号形成部分36的结构。第一分配器37由三个第一输入晶体管201、202及203和三个第一分配晶体管205、206及207构成。第一输入晶体管201、202及203的一对电流通路的信号输入端及导电控制输入端连接到电流输入-输出端侧，来自交变信号形成部分34的三相交变电流信号D1、D2及D3分别地提供给各电流输入-输出端侧。第一输入晶体管201、202及203的一对电流通路端子的信号输出端子共同连接。第一分配晶体管205、206及207的电流信号输入端侧共同的连接，及控制信号形成部分30的第一控制电流信号C1输入到该共同连接端。第一分配晶体管205、206及207的导电控制端侧连接到三相交变电流信号D1、D2及D3分别供电的电流输入-输出端侧。根据该结构，三个第一分配晶体管205、206及207分别输出来自电流信号输出端侧的三相第一分配电流信号E1、E2及E3。
使用同一类型的晶体管作为第一输入晶体管201、202及203，及第一分配晶体管205、206及207。在该实施例中，双极性PNP型晶体管被用作第一输入晶体管201、202及203，及第一分配晶体管205、206及207。在第一输入晶体管201、202及203中，导电控制端是基极端，一对电流通路端子的信输入端是集电极端，及一对电流通路端子的信号输出端是发射极端。在第一分配晶体管205、206及207中，导电控制端是基极端，电流信号输入端是发射极端，及电流信号输出端是集电极端。
第二分配器38由三个第二输入晶体管211、212及213和三个第二分配晶体管215、216及217构成。第二输入晶体管211、212及213的导电控制端及一对电流通路的信号输入端连接到电流输入-输出端侧，来自交变信号形成部分34的三相交变电流信号D1、D2及D3分别提供到各电流输入-输出端侧。第二输入晶体管211、212及213的一对电流通路端子的信号输出端共同的连接。第二分配晶体管215、216及217的电流信号输入端侧共同的连接，及控制信号形成部分30的第二控制电流信号C2输入到该共同连接端。第二分配晶体管215、216及217的导电控制端侧连接到三相交变电流信号D1、D2及D3分别供电的电流输入-输出端侧。根据该结构，三个第一分配晶体管215、216及217分别输出来自电流信号输出端侧的三相第二分配电流信号G1、G2及G3。
使用同一类型的晶体管作为第二输入晶体管211、212及213，及第二分配晶体管215、216及217。第一输入晶体管201、202及203的类型在极性上不同于第二输入晶体管211、212及213的类型。在该实施例中，双极性NPN型晶体管被用作第二输入晶体管211、212及213，及第二分配晶体管215、216及217。在第二输入晶体管211、212及213中，导电控制端是基极端，一对电流通路端子的信号输入端是集电极端，及一对电流通路的信号输出端是发射极端。在第二分配晶体管215、216及217中，导电控制端是基极端，电流信号输入端是发射极端，及电流信号输出端是集电极端。
参考电压源220及晶体管22 1和222构成预定电压供给部分。第一预定DC电压供给到第一输入晶体管201、202及203的共同连接端，及第二预定DC电压提供到第二输入晶体管211、212及213的共同连接端。
根据该结构，当交变电流信号D1是负电流时，电流将流过第一输入晶体管201及无电流流过第二输入晶体管211。当交变电流信号D1是正电流时，电流将流过第二输入晶体管211及无电流流过第一输入晶体管201。换言之，第一及第二输入晶体管201及211被互补地供给电流，根据交变电流信号D1的极性，结果是第一及第二输入晶体管201及202不同时地被供给电流。
类似地，当交变电流信号D2是负电流时，电流将流过第一输入晶体管202，及当交变电流信号是正电流时，电流将流过第二输入晶体管212。此外，当交变电流信号D3是负电流时，电流将流过第一输入晶体管203，及当交变电流信号是负电流时，电流将流过第二输入晶体管213。
第一分配器37的第一分配晶体管205、206及207响应于流过第一输入晶体管201、202及203的三相电流，将第一控制信号C1分配到各电流信号输出端侧，由此产生三相第一分配电流信号E1、E2及E3。因此，三相第一分配电流信号E1、E2及E3响应于三相交变电流信号D1、D2及D3的负电流部分模拟地变化，及分配电流信号E1、E2及E3的合成值等于第一控制电流信号C1。
类似地，第二分配器38的第二分配晶体管215、216及217响应于流过第二输入晶体管211、212及213的三相电流，将第二控制信号C2分配到各电流信号输出端侧，由此产生三相第二分配电流信号G1、G2及G3。因此，三相第二分配电流信号G1、G2及G3响应于三相交变电流信号D1、D2及D3的正电流部分模拟地变化，及分配电流信号G1、G2及G3的合成值等于第二控制电流信号C2。
第一分配电流信号E1、E2及E3在相位上彼此隔开120度，及第二分配电流信号G1、G2及G3在相位上彼此隔开120度。第一及第二电流信号E1及G1互补地模拟变化，而在相位上彼此隔开180度，及信号E1及G1之一总为零。类似地，第一及第二电流信号E2及G2互补地模拟变化，而在相位上彼此隔开180°，及信号E2及G2之一总为零。此外，第一及第二电流信号E3及G3互补地模拟变化，而在相位上彼此隔开180°，及信号E3及G3之一总为零。
图1的第一分配器37的第一分配电流信号E1、E2及E3分别输入到第一电流放大部分41、42及43。第一电流放大部分41、42及43以预定系数放大第一分配电流信号E1、E2及E3，并分别产生出第一放大电流信号F1、F2及F3。第一电流放大部分41、42及43将第一放大电流信号F1、F2及F3提供给第一功率放大部分11、12及13。第一功率放大部分11、12及13放大三相第一放大电流信号F1、F2及F3并将驱动电流I1、I2及I3的负电流部分分别供给绕组2、3及4。
图5具体表示第一电流放大部分41、42及43的结构。第一电流放大部分41由第一放大部分电流镜电路构成，它具有在前级上并由晶体管231及232组成的电流镜电路及在后级上并由晶体管233及234和电阻235及236组成的电流镜电路，其中前级和后级电流镜电路级联地连接在一起。晶体管231及232的发射极区域系数设为1，因此前级电流镜电路具有的电流放大系数为1。晶体管233及234的发射极区域系数设为50及电阻236及235的电阻系数设为50，因此后级电流镜电路具有的电流放大系数为50。其结果是，第一电流放大部分41的第一放大部分电流镜电路以电流放大系数50进行放大。类似地，第一电流放大部分42由以晶体管241、242、243及244和电阻245及246组成的第一放大部分电流镜电路构成，并以电流放大系数50进行放大。
此外，第一电流放大部分43由以晶体管251、252、253及254和电阻255及256组成的第一放大部分电流镜电路构成，并以电流放大系数50进行放大。根据该结构，第一电流放大部分41、42及43产生三相第一放大电流信号F1、F2及F3，它们是将三相第一分配电流信号E1、E2及E3以系数50进行放大得来的，并将产生的这些信号提供给第一功率放大部分11、12及13的第一功率电流镜电路的导电控制端侧。
图1的第二分配器38的第二分配电流信号G1、G2及G3分别输入到第二电流放大部分45、46及47。第二电流放大部分45、46及47产生第二放大电流信号H1、H2及H3，它们是以预定系数将第二分配电流信号G1、G2及G3分别进行电流放大获得的。在高电压输出部分53中，升压变换电容受到充电并存储响应于高频脉冲信号的操作，以产生高电位点电位Vu，该电位高于DC电源部分50的正端侧电位Vcc。第二电流放大部分45、46及47将来自高电压输出部分53的高电位点Vu的第二放大电流信号H1、H2及H3提供给第二功率放大部分15、16及17的导电控制端侧。第二功率放大部分15、16及17将三相第二放大电流信号H1、H2及H3进行电流放大，并将来自电流输出端侧的驱动电流I1、I2及I3的正电流部分分别供给绕组2、3及4。
图6具体地表示第二电流放大部分45、46及47和高电压输出部分53的结构。高电压输出部分53包括脉冲发生电路421，它输出约100KHz的高频脉冲信号Pa；第一升压变换电容411；第二升压变换电容412；由二极管425至428组成的第一限压电路；由二极管429组成的第二限压电路。反相器422的状态响应于脉冲发生电路421的脉冲信号Pa数字地改变。
当反相器422为“L”(低电位，例如为DC电源部分50的负端侧电位)时，第一升压变换电容411通过二极管423充电。
当反相器422被改变至“H”(高电位，例如至DC电源部分50正端侧电位)时，存储在第一升压变换电容411中的电荷通过二极管424转移到第二升压变换电容412中，使第二升压变换电容412充电并存储在其中。其结果是，高于电压变换部分S2的正端侧电位的高电位点电位Vu从第二升压变换电容412的端子输出。该高电位点Vu连接到第二电流放大部分45、46及47。
当第二升压变换电容412继续被充电时，高电位点的电压Vu将会上升到非常高的电平，集成晶体管或二极管可能发生电压击穿。为了防止高电位点电压Vu上升到等于或高于预定电平的程度，因此，通过由二极管425至428组成的第一限压电路来限制电压。在不怕电压击穿的情况下，可省去第一限压电路。
第二放大电流信号H1、H2及H3被放大操作，由此使第二升压变换电容412放电。当大电流工作持续一个长时间周期，例如电动机起动的情况下，第二升压变换电容412的储存电荷量可能变为不足，及高压输出部分53的输出电压点的电位Vu可能低到非常低的电平。因此，电路工作可能暂时不稳定及起动操作可能受阻碍。为了克服这个，设置了由二极管429组成的第二限压电路来限制高电压输出部分53的高电位点电位Vu，以使得其电位不会大地下降。
在电流值低的通常控制状态时，第二限压电路不会工作。在电位Vu以很小程度变化的情况下，可以省掉第二限压电路。
第二电流放大部分45是由以晶体管261及262和电阻263及264组成的第二放大部分电流镜电路。晶体管261及262的发射极区域系数设为50及电阻264及263的电阻系数设为50，由此获得的电流放大系数为50。其结果是，第二放大部分45的第二放大部分电流镜电路以电流放大系数50执行放大。类似地，第二电流放大部分46由以晶体管271及272和电阻273及274组成的第二放大部分电流镜电路构成，并以电流放大系数50执行放大。
此外，第二电流放大部分47由以晶体管281及282和电阻283及284组成的第二放大部分电流镜电路构成，并以电流放大系数50进行放大。根据该结构，第二电流放大部分45、46及47产生三相第二放大电流信号H1、H2及H3，它们是将三相第二分配电流信号G1、G2及G3以系数50进行放大获得的，并将所产生的信号由高压输出部分53的高电位点Vu提供给第二功率放大部分15、16及17的第二功率电流镜电路的导电控制端侧。
图1中的开关控制部分51检测第一功率放大部分11、12及13电流输入端侧及电流输出端侧的三相电压降，并输出响应最小电压降的开关控制信号。在电压变换部分52中，PWM部分65产生具有响应于开关控制部分51的开关控制信号Vd的脉冲宽度的预定高频PWM信号SW(脉宽调制信号)，由此引起NMOS-FET开关晶体管61执行高频开关(包括NMOS-FET开关晶体管61总处于开状态的情况)。
具体地，电压变换部分52的NMOS-FET开关晶体管61的PWM开关操作响应于开关控制部分51的开关控制信号Vd而受到控制。该电压变换部分52使用DC电源部分50作为电源，并产生响应NMOS-FET开关晶体管61的PWM开关操作的变换DC电压(Vcc-Vg)。
图7具体表示开关控制部分51及电压变换部分52的结构。开关控制部分51由电压电位检测单元285，参考电位单元286及电位比较单元287构成。电压电位检测单元285检测第一NMOS-FET功率晶体管81、82及83的电流输入端侧三相电位Va、Vb及Vc中最小电位值，它使用二极管292、293及294和恒流源291来检测，并产生电压检测信号Wa。
参考电位单元286使用二极管297、恒流源295及电阻296来检测第一功率放大部分11、12及13的共同连接端侧或电流输出侧的电位Vg，并在电阻296的一端上产生参考电压信号Wb，它高于共同连接端侧的电位Vg。
在电位比较单元287中，差分放大部分298将电压检测信号Wa与参考电压信号Wb相比较。差分放大部分298放大该电压差并输出开关控制信号Vd。作为其结果，能够获得响应三个第一功率放大部分的电流输入端侧及电流输出端侧上导电周期中电压降的开关控制信号Vd。电容器299形成差分放大部分298中的低通滤波器。
电压变换部分52的PWM部分65包括三角波信号发生电路301及比较器302。三角波信号发生电路301产生200KHz的三角波信号Vh。比较器302将三角波信号发生电路301的三角波信号Vh与开关控制部分51的开关控制信号Vd相比较，并产生响应开关控制信号Vd的PWM电压信号SW。PWM电压信号SW被提供给NMOS-FET开关晶体管61的导电控制端侧。NMOS-FET开关晶体管61响应于PWM电压信号SW执行开-关操作。
NMOS-FET开关晶体管61使得电源通路受到高频开关，通过该通路变换电感63的磁能由DC电源部分50的正端侧补充。构成电流通路形成电路的续流二极管62执行与NMOS-FET开关晶体管61的高频开关操作互补的开关操作，并形成从变换电感63到包括变换电容64的电路的电流路径。
由于NMOS-FET开关晶体管61的高频开关引起的变换电感63的磁能的增加或减少形成了在变换电容64的一端及DC电源部分50的一端之间输出的变换DC电压(Vcc-Vg)。
以此方式，NMOS-FET开关晶体管61响应开关控制部分51的开关控制信号执行高频PWM(脉宽调制)。电压变换部分52的负输出端侧的电位受到PWM控制，在电压变换部分52的正及负输出端侧之间的变换DC电压(Vcc-Vg)将在变换电容器64的一端及DC电源部分50的正端侧之间输出。
变换DC电压(Vcc-Vg)被供给相互并联的第一功率放大部分11、12及13，及相并联的第二功率放大部分15、16及17。根据该结构，第一功率放大部分11、12及13的压降中的最小压降可被控制到一个小的预定值上。
图1中所示的电压变换部分52的第一功率放大部分11、12及13的第一功率晶体管81、82及83和第二功率放大部分15、16及17的第二功率晶体管85、86、及87及开关晶体管61，与控制信号形成部分30、交变信号形成部分34、分配信号形成部分36、第一电流放大部分41、42及43、第二电流放大部分45、46、及47、开关控制部分51、电压变换部分52及高压输出部分53的必要晶体管、电阻及类似元件一起结隔离地被集成在单块硅衬底上。
图8表示集成工序的一个例子。通过在P型硅衬底上扩散所需N+、N+、P+及P-层可形成各种类型的晶体管。标号191表示具有双扩散N沟道MOS结构的FET晶体管的例子，它可用作第一NMOS-FET功率晶体管、第二NMOS-FET功率晶体管及NMOS-FET开关晶体管。
标号192表示NPN型双极性晶体管的一个例子，它可用作信号放大晶体管。标号193表示PNP双极性晶体管的一个例子，它可用作信号放大晶体管。
标号194表示P沟道及N沟道CMOS FET晶体管的一个例子，它可用来处理逻辑信号。各个晶体管通过与连接于地电位(OV)的硅衬底具有相同电位的P层彼此地结隔离。
与介电绝缘集成电路相比较，在结隔离集成电路中，许多功率晶体管及信号晶体管可以高密度集成在小的单晶片衬底上。换言之，结隔离集成电路能够经济地被制造。专门的掩模布局是一种设计问题，因此省略了该布局的详细说明。
接着，将简要地描述图1电动机的操作。交变信号形成部分34产生模拟变化的三相交变电流信号D1、D2及D3，并将这些信号提供给分配信号形成部分36。第一分配器37响应于三相交变电流信号D1、D2及D3，分配控制信号形成部分30的第一控制电流信号C1，并输出三相第一分配电流信号E1、E2及E3。
第一电流放大部分41、42及43输出第一放大电流信号F1、F2及F3，它们是通过以预定系数对第一分配电流信号E1、E2及E3进行电流放大获得的，并将这些信号分别供给第一功率放大部分11、12及13的导电控制端侧。第一功率放大部分11、12及13的第一NMOS-FET功率晶体管81、82及83对第一放大电流信号F1、F2及F3进行电流放大，并将驱动电流I1、I2及I3的负电流部分供给到三相绕组2、3及4。
控制信号形成部分30、第一分配器37及第一电流放大部分41、42及43形成第一分配控制单元，它响应于交变信号形成部分34的输出信号D1、D2及D3，控制来自第一功率放大部分11、12及13的电流的分配。
另一方面，第二分配器38响应三相交变电流信号D1、D2及D3，分配控制信号形成部分30的第二控制电流信号C2，并输出三相第二分配电流信号G1、G2及G3。第二电流放大部分45、46及47输出第二放大电流信号H1、H2及H3，它们是以预定系数对第二分配电流信号G1、G2及G3进行电流放大而获得的，并将这些信号分别供给第二功率放大部分15、16及17的导电控制端侧。
第二功率放大部分15、16及17的第二NMOS-FET功率晶体管85、86及87对第二放大电流信号H1、H2及H3进行电流放大，并将驱动电流I1、I2及I3的正电流部分分别供给绕组2、3及4。
控制信号形成部分30、第二分配器38及第二电流放大部分45、46及47形成第二分配控制单元，它响应于交变信号形成部分34的输出信号D1、D2及D3，控制来自第二功率放大部分15、16及17的电流的分配。
控制信号形成部分30的电流检测电阻31对驱动电流I1、I2及I3的正电流部分合成值的合成供电电流Iv进行检测，并通过电位移动电路32产生响应于合成供电电流Iv的电流检测信号Bv。比较单元33将指令信号AC与电流检测信号Bv进行比较，并输出响应比较结果的第一及第二控制电流信号C1及C2。
第一及第二控制电流信号C1及C2正比地变化，C2的绝对值是C1绝对值的二倍。其结果是第一分配控制单元(控制信号形成部分30、第一分配器37及第一电流放大部分41、42及43)，和第一功率放大部分11、12及13构成了一个用于将合成供电电流Iv调节到响应指令信号Ac的值的反馈环，由此控制供给绕组2、3及4的电流。
第二分配控制单元(控制信号形成部分30、第二分配器38及第二电流放大部分45、46及47)，和第二功率放大部分15、16及17将模拟变化的驱动电流I1、I2及I3的正电流部分提供给绕组2、3及4，并使第二功率放大部分15、16及17的第二NMOS-FET部分地饱和。
与第一分配控制单元和第一功率放大部分的合成正向增益(控制信号形成部分30、第一分配器37、第一电流放大部分41、42及43、和第一功率放大部分11、12及13的正向增益)相比较，第二分配控制单元和第二功率放大部分的合成正向增益(控制信号形成部分30、第二分配器38、第二电流放大部分45、46及47、和第二功率放大部分15、16及17的正向增益)设得较大，以便稳定电动机的工作。
换言之，在大部分导通周期中第二功率放大部分的每个第二NMOS-FET晶体管由于电阻性压降而确实地饱和，以使得供给绕组的电流能被第一功率放大部分的第一NMOS-FET功率晶体管控制。在晶体管中具有低压降的饱和意味着在无功工作区域或电阻性工作区域中的电阻性工作，在该电阻性工作区域中晶体管的电流输入端侧及电流输出端侧之间的电压降为电阻性压降。换句话说，在电阻性工作区域中晶体管的压降与通过晶体管的电流成正比或接近于正比地变化。
在每个第二NMOS-FET功率晶体管中，在电流通路的某些交变周期期间，在有功工作区域中进行电流放大，以使电流值模拟地变化。但是，在交变周期后的周期中，无功工作区域或是电阻性工作区域中的电阻性工作被执行。
第一NMOS-FET功率晶体管81、82及83在有功操作区域中工作以控制合成供电电流，并且在交变周期中当执行电流控制时使电流值模拟地变化。
同一相的第一及第二电流信号E1和G1以180度的相位差互补地流过。因此，第一及第二功率放大部分11和15互补地工作并使模拟地连续变化的双向驱动电流I1提供给绕组2。
类似地，第一及第二电流信号E2及G2以180度的相位差互补地流过。第一及第二功率放大部分12和16互补地工作并使模拟地连续变化的双向驱动电流I2提供给绕组3。
此外，第一及第二电流信号E3及G3以180度的相位差互补地流过。第一及第二功率放大部分13和17互补地工作并使模拟地连续变化的双向驱动电流I3提供给绕组4。
以此方式，同一相的第一及第二功率放大部分不是同时地处于导通状态。因此，不会在电压变换部分52的正和负输出端侧之间流过短路电流。其结果是，在集成电路中不会发生过电流损坏及异常现象。
因为是模拟变化的连续驱动电流I1、I2及I3提供给绕组2、3及4，故在绕组2、3及4中不会产生脉冲电压，异常电流不会流过第一功率二极管81d、82d及83d第二功率二极管85d、86d及87d，它们均为寄生器件。因而，使电动机输出力的波动减小到很低的程度。
开关控制部分51检测导通状态中的第一功率放大部分11、12和13的三相压降中的最小电压降，并输出开关控制信号Vd。电压变换部分52响应于开关控制信号Vd使NMOS-FET开关晶体管61执行高频开关，由此可变地控制正、负输出端侧之间的变换DC电压(Vcc-Vg)。
根据该结构，开关控制部分51及电压变换部分52形成一个控制环，它将第一功率放大部分11、12及13中的最小压降控制在一小值上。其结果是，第一功率放大部分11、12及13的功率损耗及发热降低到很低程度。
在电压变换部分52中，至变换电感63的电源路径被NMOS-FET开关晶体管61开关控制，由此执行电压变换。因而，电压变换部分52的功耗小。具体地，因为NMOS-FET完全响应PWM电压信号Sw执行开-关操作，NMOS-FET开关晶体管61的发热非常小。
如上所述，该实施例具有适于集成的电动机结构。因为该结构是通过使用MOS-FET开关晶体管及作为功率器件的MOS-FET功率晶体管来实现的，这些器件可以集成在一小芯片上。尤其是，作为最近的研究成果，可期望多个MOS-FET功率器件能以低成本集成在同一芯片上来实现。
所需的半导体器件，如控制信号形成部分30、交变信号形成部分34、分配信号形成部分36、第一电流放大部分41、42及43、第二电流放大部分45、46及47、开关控制部分51、电压变换部分52、及高电压输出部分52的晶体三极管及二极管与上述MOS-FET功率晶体管及MOS-FET开关晶体管一起集成在一单个芯片上。
与介电绝缘集成电路相比较，在结隔离集成电路中，可在同一芯片衬底上以高密度进行集成，结果是这种集成电路能够经济地实现。具有双扩散MOS结构的FET晶体管被用作第一及第二NMOS-FET功率晶体管，并集成为一个小芯片尺寸。
当使用具有双扩散MOS结构的FET晶体管时，在从电流输出端侧到电流输入端侧的方向上形成寄生功率二极管。但是，由于电流通路的交替操作是模拟地执行的，寄生功率二极管被免于工作，并减小了驱动电流的脉动。
该实施例具有这样的结构，其中形成在结隔离部分中的寄生晶体管器件被免于工作，该结构适于集成。如图8中所示，使用结隔离技术的集成电路能够实现适于高密度集成及可低成本制造的IC。但是，这种集成电路具有一缺点，即形成了多个寄生晶体管器件，其中与DC电源的负端侧(地电位)相连接的结隔离部分被用作基极端。
通常，这些寄生晶体管反向偏置故不工作。但是当集成晶体管的端子电位通过二极管的正向压降变为低于地电位时，将发生寄生二极管工作并从另外集成晶体管吸取电流的现象。在供给绕组及变换电感大电流的电动机中，当寄生晶体管工作时，集成晶体管的工作受到大的阻碍，及电动机将不能正常工作。
在该实施例的NMOS-FET开关晶体管61中电流输出端侧连接在DC电源部分50的负端子侧。因此，晶体管的电流输入端侧连接在变换电感63的一端上，变换电感63的磁能从DC电源部分50的正端侧补充的电源路径受到高频开关控制。构成电流形成电路的续流二极管62连接在变换电感63的一端及PC电源部分50的正端侧之间。续流二极管62执行与NMOS-FET开关晶体管61的高频开关操作互补的关-开操作，并形成从变换电感器63到包括变换电容64的电路的电流通路。
在变换电容64的一端及DC电源部分50的一端之间获得变换的DC电位(Vcc-Vg)。变换的DC电压被提供给相互并联的第二功率放大部分15、16及17及相互并联的第一功率放大部分11、12及13。根据该结构，NMOS-FET开关晶体管61及续流二极管62的端子电位不会低于DC电源部分50负端侧的电位。因此，甚至当NMOS-FET开关晶体管61执行高频开关操作时，寄生晶体管不会工作。
因为第一及第二NMOS-FET功率晶体管模拟地交替变化电流路径，这些晶体管的端子电位也不会低于DC电源部分50负端侧的电位。因此，甚至当第一及第二功率晶体管执行电流路径交替改变时，寄生晶体管也不工作。其结果是，甚至当开关晶体管、续流二极管及第一和第二功率晶体管与另外的晶体管集成在一个芯片上时，该集成电路中的寄生晶体管能完全免于工作。
在该实施例中，功率器件产生很小量的热及实现了适于集成的结构。因为在大多数导通周期中第二功率放大部分15、16及17的每个第二NMOS-FET功率晶体管85、86及87以低电阻性压降饱和，第二功率放大部分的功耗非常低。因为在大多数导通周期中第一功率放大部分11、12及13的每个第一NMOS-FET功率晶体管81、82及83的压降被开关控制部分51及电压变换部分52控制到小电压值上，这些晶体管的功耗非常小。
因为电压变换部分52执行电压变换，使NMOS-FET开关晶体管61进行约200KHz的高频PWM，由于电压变换产生的功耗非常小。
因此，第一及第二功率放大部分及电压变换部分中的功耗及发热非常小，及功率晶体管和开关晶体管能集成在一个芯片上。此外将不需要作为发热对策的散热板。
在该实施例中，第二功率放大部分在低操作电压下饱和，及电压变换部分52的NMOS-FET开关晶体管61响应第一功率放大部分的压降执行PWM。本发明并不局限在该结构上。
例如，第一功率放大部分可在低操作电压上饱和，第二功率放大部分的压降可由开关控制部分来检测，电压变换部分的NMOS-FET开关晶体管可响应于第二NMOS-FET功率晶体管的压降执行PWM。在此情况下，与第二分配控制单元及第二功率放大部分的合成正向增益相比较，第一分配控制单元及第一功率放大部分的合成正向增益设得更大，及第一功率放大部分的第一NMOS-FET功率晶体管在大多数导通周期中以非常低的电阻性压降饱和。
开关控制部分、第二分配器、第二电流放大部分、及第二功率放大部分形成反馈环，用于将合成供电电流Iv调节到相应于指令信号Ac的值，由此控制供给绕组的电流。
开关控制部分检测第二功率放大部分的三相压降中的最小压降，及电压转换部分的NMOS-FET的PWM响应于开关控制部分的开关控制信号Vd而被控制，由此使第二功率放大部分在导通期间的电压降被控制到小的值上。其结果是，第一功率放大部分、第二功率放大部分、及电压转换部分的NMOS-FET开关晶体管产生小量的热。
在该实施例中，控制信号形成部分30包括电压检测单元(电阻31及电位移动电路32)，它获得响应于合成供电电流Iv的电流检测信号Bv；及比较单元33，它将电流检测信号Bv与指令信号Ac相比较，并输出响应比较结果的第一及第二控制电流信号C1及C2。
第一功率放大部分11、12及13的导通通过使用响应于第一控制电流信号C1的第一分配电流信号E1、E2及E3来控制，及第二功率放大部分15、16及17的导通通过使用响应于第二控制电流信号C2的第二分配电流信号来控制。
根据该结构，可以将响应于指令信号Ac的驱动电流供给绕组2、3及4。交替改变电流路径的操作模拟地、平滑地进行，因此驱动电流I1、I2及I3模拟地变化，以使得由于电流路径的改变引起的驱动电流的波动及驱动力的波动减小到很小的程度。
以此实施例中，第一功率放大部分由使用FET晶体管的第一FET电流镜电路构成，第二功率放大部分由使用FET晶体管的第二FET电流镜电路构成。通常，FET晶体管具有非线性电压放大特性，并不适于模拟量功率放大。但是第一功率放大部分及第二功率放大部分之间电流放大系数的变化通过形成FET功率电流镜电路而减小。当FET功率晶体管被集成时，FET功率电流镜电路的电流放大系数的变化可以显著地减小。
此外，第一功率放大部分及第一分配控制单元的合成增益的变化可减小，及第二功率放大部分及第二分配控制单元的合成增益的变化可减小。因此，当控制信号形成部分30的第一及第二控制电流信号C1及C2正比地改变时，就实现了这样一种结构，其中第一及第二MOS功率晶体管之一在大多数导通周期中确实由低电阻性操作电压引起饱和，及供给绕组的合成供电电流Iv能由第一及第二MOS功率晶体管中的另一个响应于指令信号Ac而精确地控制。换句话说，控制合成供电电流的操作是高度稳定的。
电压变换部分的NMOS-FET开关晶体管的开关操作响应于执行电流控制的第一及第二MOS-FET功率晶体管中任一个的压降而被控制，由此能使执行电流控制的MOS-FET功率晶体管的压降被精确地控制到有功操作区域中的预定值上。尤其是，FET功率电流镜电路的电流放大系数的变化非常小，因此电流控制操作及压降控制操作同时地被稳定。
在该实施例中，分配信号形成部分36这样地构成，即同一相的第一及第二分配电流信号具有180度的相位差并交替互补及模拟地变化，并第一及第二分配电流信号中至少一个信号确实被调节到零。根据该结构，同一相的第一和第二功率放大部分不是同时处于导通状态。其结果是，不会流过短路电流，因此不会引起功率晶体管的电流损坏及热损坏。
第一分配控制单元将响应模拟变化的第一分配电流信号E1、E2及E3的电流信号提供给第一功率放大部分的导电控制端侧，及第二分配控制单元将响应模拟变化的第二分配电流信号G1、G2及G3的电流信号提供给第二功率放大部分的导通控制端侧。因此，由于第一及第二功率放大部分产生的驱动绕组的电流模拟地连续变化。其结果是，可以提供给三相绕组模拟变化的三相驱动电流，并由此使输出力的波动减小到很低的程度。
在该实施例中，第一功率放大部分11、12及13、第二功率放大部分15、16及17、控制信号形成部分30、交变信号形成部分34、分配信号形成部分36(第一及第二分配器37和38)、第一电流放大部分41、42及43、第二电流放大部分45、46及47、开关控制部分51、电压变换部分52及高电压输出部分53形成驱动电路，以将驱动电流供给三相负载(绕组2、3及4)。
DC电源部分50及电压变换部分52形成电压供给电路，以在电压变换部分的正、负输出端侧之间提供变换DC电压(Vcc-Vg)。
这些结构可被适当地修改。该实施例的交变信号形成部分34可包括使用磁电变换元件的位置检测单元100。另一方式是，三相交变信号可不使用这些元件由检测绕组2、3及4中产生的反电势来形成。
第一分配电流信号E1、E2及E3可以利用形成时间的导数来改变，及第二分配电流信号G1、G2及G3可利用形成时间的导数来改变。根据该结构，驱动电流I1、I2及I3也可利用形成时间导数来模拟地改变电流路径。
最好，当驱动电流的极性变化时电流值连续地变化。另一方式是，可具有一个时间，在该时间中同一相的第一及第二分配电流信号同时为零；及一个时间，在该时间中该相的驱动电流为零。
图19中所示的功率放大部分1000可用来取代每个第一功率放大部分11、12及13或每个第二功率放大部分15、16及17。该功率放大部分1000包括具有NMOS-FET功率晶体管1010、NMOS-FET晶体管1011、及电阻1012的NMOS-FET功率电流镜电路。该功率放大部分1000的电流放大系数、当输入到导通控制端侧的输入电流相对小时几乎为恒定值，而当输入电流变大时变大。该NMOS-FET功率晶体管1010可以为具有双扩散N沟道MOS结构的FET晶体管，以便集成在IC中，及一个寄生功率二极管1010d从晶体管的电流输出端侧反向地连接到电流输入端侧。
图20中表示的另一功率放大部分1100可用来取代每个第一功率放大部分11、12、13或每个第二功率放大部分15、16及17。功率放大部分1100包括具有NMOS-FET功率晶体管1110、NMOS-FET晶体管1111及电阻1112的NMOS-FET功率电流镜电路。该功率放大部分1100的电流放大系数、当输入到导通控制端侧的输入电流相对小时几乎为恒定值，而当输入电流变大时变大。该NMOS-FET功率晶体管1110可以为具有双扩散N沟道MOS结构的FET晶体管，以便集成在IC中，及一个寄生功率二极管1110d从晶体管的电流输出端侧反向地连接到电流输入端侧。
图23中所示的具有NMOS-FET同步整流晶体管1400的电流通路形成电路可用来取代续流二极管62。NMOS-FET同步整流晶体管1400可以受PWM单元65的信号的控制，以便执行与开关晶体管61的高频开-关操作互补的同步关-开操作。该NMOS-FET晶体管1400可以是具有双扩散N沟道MOS结构的FET晶体管，以便集成在IC中。形成在同步整流晶体管1400的电流输入及输出端侧之间的寄生二极管1400d可起到续流二极管的作用。
图24中所示的具有PMOS-FET同步整流晶体管1500的另一电流通路形成电路可用来取代续流二极管62。PMOS-FET同步整流晶体管1500可以受PWM单元65的信号的控制，以便执行与开关晶体管61的高频开-关操作互补的同步关-开操作。该PMOS-FET晶体管1500可以是具有双扩散P沟道MOS结构的FET晶体管，以便集成在IC中。形成在同步整流晶体管1500的电流输入及输出端侧之间的寄生二极管可起到续流二极管的作用。《实施例2》图9至11表示本发明的实施例2的电动机。
图9表示该结构。在该实施例2中，在开关控制部分310中设置了调制单元300，及电压变换部分52的变换DC电压响应于电压检测信号及调制信号而被控制。在另外结构部分中，类似于上述实施中那些部分的各部分用相同的标号表示并省略了对它们的详细说明。
图9的开关控制部分310响应于第一功率放大部分的电压检测信号及一个调制电流信号Pm(以下再述)来输出开关控制信号。电压变换部分52使NMOS-FET开关晶体管61响应开关控制信号Vd来执行高频开关操作。电压变换部分52响应于NMOS-FET开关晶体管61并使用DC电源部分50作为DC电压Vcc来产生变换DC电压(Vcc-Vg)。
图10具体表示开关控制部分310及电压变换部分52的结构。开关控制部分310由电压电位检测单元285，参考电位单元286，电位比较单元287，及调制单元300构成。电压电位检测单元285使用二极管292、293及294和恒流源291来检测第一NMOS-FET功率晶体管81、82及83的电流输入端侧三相电位Va、Vb及Vc中最小电位值，并产生电压检测信号Wa。
参考电位单元286使用二极管297、恒流源295及电阻296来检测第一功率放大部分11、12及13的共同连接端侧或电流输出端侧的电位Vg，并在电阻296的一端上产生参考电压信号Wb，它高于共同连接端侧的电位Vg。调制单元300的调制电流信号Pm被提供给参考电位单元286的电阻296，及参考电压信号Wb也响应于调制单元300的调制电流信号Pm而变化。
在电位比较单元287中，差分放大部分298将电压检测信号Wa与参考电压信号Wb相比较。差分放大部分298放大该电压差并输出开关控制信号Vd。其结果是，能够获得响应第一功率放大部分的电压检测信号及调制电流信号Pm的开关控制信号Vd。电容器299形成差分放大部分398中的低通滤波器。
电压变换部分52的PWM部分65包括三角波信号发生电路301及比较器302。比较器302将三角波信号发生电路301的三角波信号Vh与开关控制部分51的开关控制信号Vd相比较，并产生响应开关控制信号Vd的PWM电压信号Sw。
PWM电压信号Sw被提供给NMOS-FET开关晶体管61的导电控制端侧。NMOS-FET开关晶体管61响应于PWM电压信号Sw执行开-关操作。NMOS-FET开关晶体管61的电流输出端侧连接到DC电源部分50的负端侧，及其电流输入端侧连接到变换电感63的一端。NMOS-FET开关晶体管61使得电流通路受到高频开关，通过该通路变换电感的磁能由DC电源部分50的正端侧补充。
续流二极管62连接在变换电感63的一端及DC电源部分50正端侧之间，它执行与NMOS-FET开关晶体管61的高频开-关操作互补的关-开操作，并形成从变换电感63到包括变换电容64的电路的电流通路。
由于NMOS-FET开关晶体管61的高频开关产生的变换电感63的磁能的增加和减小引起了将在变换电容64的一端及DC电源部分50的一端之间输出的变换DC电压(Vcc-Vg)。
图11具体表示调制单元300的结构。调制单元300包括调制信号形成电路391，它获得与可动体1的旋转运动同步地变化的调制信号R1、R2及R3；变换信号形成电路392，它获得正比于电压变换部分52的变换DC电压的变换电流信号Lm；及电流调制电路393，它通过响应调制信号R1、R2及R3使变换电流信号Lm受调制来产生调制电流信号Pm。
调制信号形成电路391的晶体管321和322响应于交变信号形成部分34的正信号Ja1和Ja2将电流源317的电流分配到集电极侧。晶体管321和322的集电极电流通过晶体管324及325组成的电流镜电路相互比较。集电极电流差的绝对值通过晶体管325、326、327、328、329及330组成的绝对值电路输出，并在电阻361上产生电压信号R1。换言之，电压信号R1相应位置信号Ja1的绝对值。
类似地，晶体管331至340、恒流源318、及电阻362在电阻362的一端上产生出相应于位置信号Jb1绝对值的电压信号R2。此外，晶体管341至350、恒流源319及电阻363在电阻363的一端上产生出相应于位置信号Jc1绝对值的电压信号R3。换言之，电压信号R1、R2及R3是相应于三相位置信号Ja1、Jb1、Jc1的三相绝对值信号。
变换信号形成电路392的电压-电流变换电路389输出变换的电流信号Lm，它正比于或接近正比于电压变换部分52的正输出端侧(P)及负输出端侧(M)之间的变换DC电压。电流调制电路393的晶体管371、372、373及374和二极管375及376将三相绝对值电压信号R1、R2及R3与一预定电压(在该实施例中为电阻361、362及363的共同连接端的电压)，并响应其比较结果将变换电流信号Lm分流到晶体管371、372、373及374的集电极侧。
晶体管371、372及373的集电极共同连接在一起。通过由晶体管377和378组成的电流镜电路将合成集电极电流与晶体管374的集电极电流相比较。该电流差值将作为调制电流信号Pm经过由晶体管379和380组成的电流镜电路输出。
根据该结构，调制电流信号Pm的幅值与可动体1的旋转运动同步地模拟变化。尤其是，因为晶体管371、372、373及374和二极管375及376的结构，调制电流信号Pm响应于三相绝对值电压信号R1、R2及R3的最小值和电压-电流变换电路389的变换电流信号Lm的乘积而变化。
三相绝对值电压信号R1、R2和R3的最小值是高次谐波信号，它为每一位置信号周期变化6次。因此，调制电流信号Pm是高次谐波信号，它具有的峰值正比于变换电流信号Lm，并且它每一位置信号周期模拟地变化6次(360度电角度)。其变化次数相当于由第一及第二功率晶体管对绕组2、3及4交替改变电流通路的次数。
图9的电压变换部分52使NMOS-FET开关晶体管61执行高频PWM，由此可变地控制正及负输出端侧之间的变换DC电压(Vcc-Vg)。开关控制部分310检测第一NMOS-FET功率晶体管81、82及83在导通周期内三相电压降中最小的电压降，及电压变换部分52的负输出端侧的电位Vg响应于开关控制部分301的输出信号Vd而被可变地控制。
根据该结构，开关控制部分310及电压变换部分52形成一控制环，它将第一功率放大部分内的最小压降控制到一小值上。其结果是，第一功率放大部分11、12及13的功耗及发热被降低到很低的程度。
此外，开关控制部分310包括调制单元300，以便进一步减小功耗。由调制单元300产生与可动体1同步的调制电流信号Pm。开关控制部分310的开关控制信号Vd不仅响应于第一功率晶体管81、82及83的最小压降而且也响应于调制电流信号Pm而变化。第一功率晶体管81、82及83的最小压降包括纹波电压成分，它们随至绕组2、3及4的电流路径的交替变化而变化。
已经发现，在这样结构的电动机中其中第二功率晶体管85、86及87在导通周期中在电阻性工作区域上饱和，及供给绕组的合成供电电流受到第一功率晶体管81、82及83的控制；第一功率晶体管81、82及83的最小电压降包括纹波电压成分，该纹波电压与可动体1的转动同步地变化及纹波电压分量的变化次数与电流通路交替变化次数相一致。
因此，由调制单元300产生出调制电流信号Pm，它具有的幅值与可动体1的转动同步地变化，并能补偿纹波电压分量的影响。因此，改善了第一功率晶体管压降的控制精度及电压降的平均值可以非常低。其结果是，第一功率晶体管的功耗及发热进一步降低。
它的另外结构及操作类似于上述实施例1中的情况，并省略了对它们的详细说明。
在该实施例中，功率器件的功耗及发热进一步降低。
具体地，开关控制部分310包括调制单元300，及电压变换部分52的开关晶体管61的开关操作由同时响应于调制电流信号Pm及电压检测信号的开关控制信号Vd控制。根据该结构，第一NMOS-FET功率晶体管81、82及83的压降平均值能被控制在有功操作区域中的小值上，及这些晶体管的功耗非常低。
调制单元300的调制电流信号Pm的幅值正比于电压变换部分52的变换DC电压地变化。因此，甚至当转动速度改变或合成供电电流改变时，在电压检测信号中包含的纹波电压分量可以确实得以补偿，及第二功率晶体管的压降可维持在所需的小值上。
在某些情况下，调制单元300的电压-电流变换电路389可被恒流源取代，及电流信号Lm将为预定值的电流。
通过使用双极性晶体管作为功率晶体管及开关晶体管可以达到由开关控制部分310的调制单元300降低功耗的效果。
如上所述，功率器件产生小量的热。因此，获得了适于集成的电动机结构。
其结果是，控制信号形成部分30、交变信号形成部分34、分配信号形成部分36、第一电流放大部分41、42及43、第二电流放大部分45、46及47、开关控制部分310、电压变换部分52及高压输出部分53的所需晶体管、二极管易于与功率晶体管及开关晶体管一起集成在单个芯片上。
上述实施例的上述交变信号形成部分34包括使用磁电变换元件的位置检测单元100。另一方式是，可以例如使用绕组2、3及4中产生的反电势来产生三相交变信号，而不使用这些元件。在一替换方式中，可使用反电势的过零定时作为定时信号，并可获得与可动体1的运动同步改变的调制单元的调制电流信号Pm。《实施例3》图12至14表示本发明实施例3的电动机。
图12表示其结构。在实施例3中，当DC电源部分50关断时，电源开关部分54关断，及绕组2、3及4的反电势的整流DC电压在电压输出部分490的端子Xf上输出。可使用具有不同结构的高电压输出部分450。
在其它的结构上，类似于上述实施例2或1中的部分用相同的标号表示，并省略了对它们的详细说明。
图12的高电压输出部分450包括升压变换电感及升压变换电容，并产生高于DC电源部分50的正端电位Vcc的高电位点电位Vu，并将该电位提供给第二电流放大部分45、46及47。
图13具体地表示高电压输出部分450的结构。高电压输出部分450包括脉冲发生电路461，它输出约100KHz的高频脉冲信号Pa；升压变换电感451；升压变换电容452；由二极管475至478组成的第一限压电路；及由二极管479组成的第二限压电路。
反相器462的状态响应于脉冲发生电路461的脉冲信号Pa数字地改变。当脉冲信号Pa为“L”时，晶体管464导通，电流经过晶体管464流入升压变换电感451，及升压电感451被补充磁场能。
当脉冲信号Pa改变至“H”时，晶体管464被关断，由存储在升压电感451中的磁场能形成充电通路，通过该充电通路电流经过二极管471流入升压电容器452，升压电容器452被充电及电荷存储在其中。其结果是，高于DC电源部分50的正端侧电位Vcc的高电位点电位Vu由升压变换电容器的端子输出。
当升压变换电容452持续被充电时，高电位点的电压Va将会上升到非常高的电平，集成晶体管或二极管可能发生电压击穿。由二极管475至478组成的第一限压电路将限制该高电位点的电压Vu，使它不上升到预定值或更高值，由此防止电压击穿。由二极管479组成的第二限压电路限制高压输出部分450的高电位点电压Vu，使其不低到比DC电源部分50的正端侧电位Vcc低很多的程度。根据该结构，甚至在供给大电流的期间，例如当电动机起动时，高电位点电压Vu也不会过份地低，因此集成电路的工作能稳定。
在不需要第一及第二限压电路的情况下，可以省略这些电路。
图12的DC电源部分50例如由一DC电压源70及一开关电路71构成。当DC电源部分50接通时，开关电路71连接到端子Ta侧，及DC电压源70的DC电压在正端侧(+)及负端侧(-)之间输出。当DC电源部分50关断时，开关电路71连接到端子Tb侧，DC电源部分50的正及负端等于短路。DC电源部分50通常处于导通状态。但是在电源关、故障或不正常的情况下，DC电源部分被关断。
图12的电源开关部分54包括PMOS-FET功率开关晶体管72，它响应于DC电源部分50的输出电压被开通及关断。当DC电源部分50供给预定输出电压时，PMOS-FET功率开关晶体管72导通，用于连接从DC电源部分50的正端侧到第二电源放大部分15、16及17的电流输入端的供电路径。
当DC电源部分50关断时(零或比预定电压低很多的电压)，PMOS-FET功率开关晶体管72关断，用于断开DC电源部分50的正端侧及第二电源放大部分15、16及17的电流输入端之间的供电路径。
PMOS-FET开关晶体管72的电流输入端侧连接到DC电源部分50的正端侧，及电流输出端侧连接到电压变换部分52的正端侧。PMOS-FET功率开关晶体管72的操作受开关控制器73的控制转换，它响应于DC电源部分50的输出电压转换其开-关状态。
图14具体表示电源开关部分54的结构。开关控制器73由NMOS-FET晶体管311及电阻312构成。当DC电源部分50的开关电路71连接到端子Ta侧及DC电源部分50输出预定电压时，NMOS-FET晶体管311导通及PMOS-FET功率开关晶体管72导通。
当DC电源部分50的开关电路71的连接点转换到端子Tb侧及DC电源部分50关断时，NMOS-FET晶体管311关断及PMOS-FET功率开关晶体管72也关断。在该实施例，PMOS-FET功率开关晶体管72由具有双扩散P沟道结构并反向连接的FET晶体管构成。具体地，使用漏极端作为电流输入端侧，使用源极端作为电流输出端侧，及作为寄生器件构成的开关二极管72d连接成一等效电路或从晶体管输入端侧到电流输出端侧的方向上。
当PMOS-FET功率开关晶体管72被导通时，开关二极管72d的两端被短路。当PMOS-FET功率开关晶体管72关断时，开关二极管72d用作保护二极管，以防止从晶体管的电流输出端侧到其电流输入端侧的反向电流。甚至当省掉开关二极管72d时，在工作时也不会引起问题。
图12的电压输出部分490包括第一及第二输出二极管491及492，它们彼此在其输出端共同连接。第一输出二极管的输入侧连接到第二功率放大部分15、16及17的第二NMOS-FET功率晶体管85、86及87的共同连接端侧。第二输出二极管492连接到DC电源部分50的正端侧。
电压输出部分490的正侧的输出端Xf是第一及第二输出二极管491和492的公共连接端侧。根据该结构，在第二NMOS-FET功率晶体管的共同连接端侧上产生的DC电压与DC电源部分50的输出DC电压Vcc相比较。在电压输出部分490的输出端Xf上将输出响应于这两个电压值中较大一个的DC电压。
通常，DC电源部分50开通，在电压输出部分490的输出端Xf上输出响应于DC电源部分50的DC电压Vcc的DC电压。当该DC电源部分在故障情况下关断时，其输出电压Vcc变为零，及电源开关部分54的PMOS-FET功率开关晶体管72关断。
当DC电源部分50关断时，指令信号AC被设为零，因此控制信号形成部分30的第一及第二控制电流信号C1及C2变为零。所以第一分配器37的第一分配电流信号及第二分配器38的第二分配电流信号变为零。其结果是，第一功率放大部分11、12及13的第一NMOS-FET功率晶体管81、82及83停止导通，及第二功率放大部分15、16及17的第二PMOS-FET功率晶体管85、86及87停止导通。
在此时，在绕组2、3及4中由可动体1的旋转运动产生出三相反电势。第一功率二极管81d、82d及83d，第二功率二极管85d、86d及87d及开关二极管61d对在绕组2、3及4中产生的反电势进行整流，并将整流的DC电压输出到第二功率放大部分的共同连接端侧。
因为电源开关部分54的功率开关晶体管72关断，整流的DC电压经过电压输出部分490的第一输出二极管491输出到输出端Xf。换言之，当DC电源部分50关断时，电压输出部分490将通过功率二极管对绕组中产生的反电势整流所获得的整流DC电压输出到输出端Xf上。在故障情况下使用电压输出部分490的输出电压可以执行各种复位处理。
其余部分的结构及操作类似于上述实施例1和2的情况，故省略对它们的详细说明。
在该实施例中，当DC电源部分50关断时，由第一及第二功率二极管对绕组2、3和4中产生的三相反电势进行整流所获得的整流DC电压输出到电压输出部分490的输出端Xf。可以使用电压输出部分490的输出电压在故障情况下执行各种复位处理。
例如，可考虑将该实施例的电动机用作硬盘装置的主轴电动机。当DC电源部分50关断时，可使用电压输出部分490的输出电压将RAM的内容电存储及使播放头机械地复位。
当DC电源部分50关断时，控制信号形成部分30的第一控制电流信号将被设成一个预定值。在此情况下，第一功率放大部分11、12及13的第一NMOS-FET功率晶体管81、82及83能根据可动体1的转动顺序地导通。
当第二控制电流信号C2变为零时，所有的第二功率放大部分15、16及17的第二NMOS-FET功率晶体管85、86及87可被关断。当电压变换部分52的PWM电压信号Sw被设为具有高电压幅值时，NMOS-FET开关晶体管61可被导通。
根据该结构，绕组的三相反电势的负电压部分可以通过功率晶体管及开关晶体管的导通面被整流，及正电压部分可由第二功率二极管85d、86d及87d来整流。此外，电压输出部分490可通过使用MOS-FET晶体管执行开关操作取代二极管491及492来构成。
该实施例也可获得与上述实施例中相同的优点。《实施例4》图15及16表示本发明实施例4的电动机。
图15表示其结构。在实施例4中，在第二功率放大部分615、616及617中使用第二PMOS-FET功率晶体管685、686及687，并省略了高电压输出部分。为了作到这个，第二电流放大部分645、646及647被修改。在另外的结构上，与上述实施例3、2或1中相似的部分用相同的标号表示并省略了对它们的详细说明。
三个第二功率放大部分615、616及617的电流输入端侧通过电流检测电阻31共同连接在图15的电压变换部分52的正输出端侧。第二功率放大部分615由以第二PMOS-FET功率晶体管685及PMOS-FET晶体管695组成的第二FET功率电流镜电路构成，及以预定系数放大输入到导通控制端侧的第二电流放大部分645的输出电流信号H1，并输出放大的信号。
一个PMOS-FET晶体管意味着是具有P沟道MOS结构的FET晶体管。通过将第二PMOS-FET功率晶体管685的单元尺寸设置为PMOS-FET晶体管695的100倍就获得了在有功工作区域中100倍的放大系数。第二PMOS-FET功率晶体管685是由具有双扩散P沟道MOS结构的FET晶体管构成的。作为寄生器件形成的第二功率二极管685d反向地连接在等效电路中或连接在从晶体管电流输出端侧到电流输入端侧的方向上。
类似地，第二功率放大部分616由以第二PMOS-FET功率晶体管686及PMOS-FET晶体管696组成的第二FET功率电流镜电路构成，及以预定系数放大输入到导通控制端侧的第二电流放大部分646的输出电流信号H2，并输出放大的信号(单元尺寸为100倍)。第二PMOS-FET功率晶体管686是由具有双扩散P沟道MOS结构的FET晶体管构成的。作为寄生器件形成的第二功率二极管686d反向地连接在等效电路中或连接在从晶体管电流输出端侧到电流输入端侧的方向上。
此外，第二功率放大部分617由以第二PMOS-FET功率晶体管687及PMOS-FET晶体管697组成的第二FET功率电流镜电路构成，及以预定系数放大输入到导通控制端侧的第二电流放大部分647的输出电流信号H3，并输出放大的信号(单元尺寸为100倍)。第二PMOS-FET功率晶体管687是由具有双扩散P沟道MOS结构的FET晶体管构成的。作为寄生器件形成的第二功率二极管687d反向地连接在等效电路中或连接在从晶体管电流输出端侧到电流输入端侧的方向上。
第二PMOS-FET晶体管685、686及687的电流输入端侧通过电阻31共同地连接在电压变换部分52的正输出端侧，及电流输出端侧连接在绕组2、3及4的供电端子上。根据该结构，第二功率放大部分615、616及617将通过对输入到导电控制端侧的输入电流进行放大所获得的电流提供给绕组2、3及4的供电端子，由此分别将驱动电流I1、I2及I3的正电流部分供给绕组2、3及4。
图15的第二分配器38的第二分配电流信号G1、G2及G3分别输入到第二电流放大部分645、646及647。第二电流放大部分645、646及647产生第二放大电流信号H1、H2及H3，它们是以预定系数对第二分配电流信号G1、G2及G3进行电流放大获得的，并将放大的电流信号分别供给第二功率放大部分615、616及617的导通控制端侧。第二功率放大部分615、616及617对三相第二放大电流信号H1、H2及H3进行电流放大，并将来自电流输出端侧的驱动电流I1、I2及I3的正电流部分分别供给到绕组2、3及4。
图16具体表示第二电流放大部分645、646及647的结构。第二电流放大部分645由第二放大部分电流镜电路构成，它具有在前级上并由晶体管651及652组成的电流镜电路及在后级上并由晶体管653及654和电阻655及656组成的电流镜电路，其中前级和后级电流镜电路级联地连接在一起。晶体管651及652的发射极区域系数设为1，因此前级电流镜电路具有的电流放大系数为1。
晶体管653及654的发射极区域系数设为50，R电阻656及655的电阻系数设为50，因此后级电流镜电路具有的电流放大系数为50。其结果是，第二电流放大部分645的第二放大部分电流镜电路以50的电流放大系数进行放大。类似地，第二电流放大部分646由以晶体管661、662、663及664和电阻665及666组成的第二放大部分电流镜电路构成，并以电流放大系数50进行放大。
此外，第二电流放大部分647由以晶体管671、672、673及674和电阻675及676组成的第二放大部分电流镜电路构成，并以电流放大系数50进行放大。根据该结构，第二电流放大部分645、646及647产生三相第二放大电流信号H1、H2及H3，它们是将三相第二分配电流信号G1、G2及G3以系数50进行放大得来的，并将产生的这些信号供给第二功率放大部分615、616及617的第二功率电流镜电路的导电控制端侧。
在每个第二电流放大部分645、646及647中，输出NPN晶体管654、664及674的每个电流输出端侧连接到DC电源部分50的负端侧上，及通过每个输出晶体管654、664及674将电流供给到每个第二功率放大部分615、616及617。根据该结构，第二功率放大部分615、616及617的第二PMOS-FET功率晶体管685、686及687的导电受到足够的控制。
接着，将描述图15电动机的操作。交变信号形成部分34将模拟变化的三相交变电流信号D1、D2及D3供给分配信号形成部分36。第一分配器37响应于三相交变电流信号D1、D2及D3，分配控制信号形成部分30的第一控制电流信号C1，并输出模拟变化的三相第一分配电流信号E1、E2及E3。
第一电流放大部分41、42及43输出第一放大电流信号F1、F2及F3，它们是通过以预定系数对第一分配电流信号E1、E2及E3进行电流放大获得的，并将这些信号分别供给第一功率放大部分11、12及13的导通控制端侧。第一功率放大部分11、12及13的第一FET功率电流镜电路对第一放大电流信号F1、F2及F3进行电流放大，并将驱动电流I1、I2及I3的负电流部分分别供给三相绕组2、3及4。
第二分配器38响应三相交变电流信号D1、D2及D3，分配控制信号形成部分30的第二控制电流信号C2，并输出模拟变化的三相第二分配电流信号G1、G2及G3。第二电流放大部分645、646及647输出第二放大电流信号H1、H2及H3，它们是以预定放大系数对第二分配电流信号G1、G2及G3进行电流放大而获得的，并将这些信号分别供给第二功率放大部分615、616及617的导通控制端侧。
第二功率放大部分615、616及617的第二FET功率电流镜电路对第二放大电流信号H1、H2及H3进行电流放大，并将驱动电流I1、I2及I3的正电流部分分别供给绕组2、3及4。
控制信号形成部分30的电流检测电阻31对驱动电流I1、I2及I3的正电流部分合成值的合成供电电流Iv进行检测，并通过电位移动电路32产生响应于合成供电电流Iv的电流检测信号Bv。比较单元33将指令信号AC与电流检测信号Bv进行比较，并输出响应比较结果的第一及第二控制电流信号。
第一及第二控制电流信号C1及C2正比地变化。第一分配控制单元(控制信号形成部分30、第一分配器37及第一电流放大部分41、42及43)，和第一功率放大部分11、12及13构成了一个用于将合成供电电流Iv调节到响应指令信号Ac的预定值的反馈环，由此控制供给绕组2、3及4的电流。
第二分配控制单元(控制信号形成部分30、第二分配器38及第二电流放大部分645、646及647)，及第二功率放大部分615、616、617将模拟变化的驱动电流I1、I2及I3的负电流部分供给绕组2、3及4，并执行第二PMOS-FET晶体管685、686及687的饱和操作，使每个晶体管在大多数导通周期中在电阻性工作区域上具有很低的电阻性压降。与第一分配控制单元及第一功率放大部分的合成正向增益相比较，第二分配控制单元和第二功率放大部分的合成正向增益设得较大，以便稳定电动机的工作。
换言之，在大多数导通周期中第二功率放大部分的每个第二PMOS-FET功率晶体管在电阻性工作区域中以低阻性压降而确实地饱和，以使得供给绕组的电流能被第一功率放大部分的第一NMOS-FET功率晶体管控制。在PMOS-FET晶体管中具有低压降的饱和意味着在无功工作区域或电阻性工作区域中的电阻性工作，在该电阻性工作区域中晶体管的电流输入及输出端侧之间的电压降为电阻性压降。
在每个第二PMOS-FET功率晶体管中，在电流通路的某些交变周期中在有功工作区域上进行电流放大，以使电流值模拟地变化。但是，在交变后的周期中，电阻性工作区域中的电阻性工作被执行。第一NMOS-FET晶体管在有功工作区域中工作以控制合成供电电流，并且在电流通路的交变周期中当执行电流控制时使电流值模拟地变化。
同一相的第一及第二电流信号E1和G1以180度的相位差互补地流过。因此，第一及第二功率放大部分11和615互补地工作并使模拟地连续变化的双向驱动电流I1供给绕组2。
类似地，第一及第二电流信号E2及G2以180度的相位差互补地流过。第一及第二功率放大部分12和616互补地工作并使模拟地连续变化的双向驱动电流I2供给绕组3。
此外，第一及第二电流信号E3及G3以1 80度的相位差互补地流过。第一及第二功率放大部分13和617互补地工作，并使模拟地连续变化的双向驱动电流I3供给绕组4。
以此方式，同一相的第一及第二功率放大部分不是同时地处于导通状态。因此，不会在第一NMOS-FET功率晶体管及第二PMOS-FET功率晶体管之间流过短路电流。因为是模拟变化的连续驱动电流I1、I2及I3供给绕组2、3及4，故在绕组2、3及4中不会产生脉冲电压，异常电流不会流过作为寄生器件的第一功率二极管81d、82d及83d和第二功率二极管685d、686d及687d。因而，使电动机输出力的被动减小到很低的程度。
电压变换部分52使NMOS-FET开关晶体管61执行高频PWM，由此可变地控制正及负输出端侧之间的变换DC电压(Vcc-Vg)。开关控制部分310检测第一功率放大部分的三相压降中最小的电压降，并输出响应于电压检测信号及调制单元300的调制电流信号Pm的开关控制信号Vd。
NMOS-FET开关晶体管61的开关操作响应于开关控制部分310的输出信号Vd而被控制，由此可变地控制电压变换部分52的变换DC电压(Vcc-Vg)。根据该结构，第一功率放大部分的第一NMOS-FET功率晶体管在导通周期中的压降被控制到一小值上。
开关控制部分310包括调制单元300。通过调制单元300产生与可动体1同步的调制电流信号Pm。开关控制部分310检测第一功率晶体管81、82及83的压降，计算地合成电压检测信号及调制电流信号Pm，及响应于这两个信号输出开关控制信号Vd。其结果是，可以在开关控制信号Vd中防止出现由于电压检测信号中纹波电分量引起的副作用。因此改善了第一功率晶体管压降的控制精度，及电压降的平均值可以被降低。作为其结果，第一功率晶体管的功耗及发热进一步地减小。
当DC电源部分50在故障情况下关断时，由第一功率二极管81d、82d及83d或第二功率二极管685d、686d及687d对绕组2、3和4产生的三相反电势进行整流所获得的整流DC电压输出到电压输出部分490的端子Xf。可以使用电压输出部分490的输出电压在故障情况下执行各种复位处理。
在该实施例中，可以获得适于集成电路的电动机结构。首先，功率器件的发热减小了，因此防止了当功率晶体管及开关晶体管被集成时可能发生的热损坏。使用具有双扩散MOS结构的FET晶体管作为第一及第二功率晶体管，由此减小了芯片尺寸。此外，使用了形成在从功率晶体管电流输出端侧到其电流输入端侧方向上的寄生二极管作为功率二极管，故用于功率二极管的芯片区域实际变为零。
因为在第二功率放大部分及电源开关部分使用了第二PMOS-FET功率晶体管及PMOS-FET功率开关晶体管，因此不需要用于操作这些功率器件的附加电源(省略了高压输出部分)。根据该结构，不需要DC电源部分50及电压变换部分52以外的电源，该电动机的结构极其简化。
根据该结构，NMOS-FET开关晶体管的电流输入及输出端侧的电位不会低到比DC电源部分50的负端侧电位(地电位)更低的程度。其结果是，其中结隔离部分用作基极端子的寄生晶体管器件可被免于工作，及可以稳定集成电路的工作。
在该实施例中，第二功率放大部分以低电阻性压降饱和，及电压变换部分的开关晶体管响应第一功率放大部分的压降而被控制，以进行PWM操作。该关系可以反过来，以使第一功率放大部分以低电阻性压降饱和，由开关控制部分检测第二功率放大部分的压降，及电压变换部分的开关晶体管响应第二功率放大部分的压降而被控制，以进行PWM操作。
在该实施例中，控制信号形成部分将指令信号AC与电流检测信号Bv相比较，并响应比较结果输出第一及第二控制电流信号。通过使用第一分配电流信号E1、E2及E3并响应于第一控制电流信号C1来控制第一功率放大部分11、12及13的第一功率电流镜电路的导通，及通过使用第二分配电流信号G1、G2及G3并响应于第二控制电流信号C2来控制第二功率放大部分15、16及17的导通。
根据该结构，可以将响应于指令信号Ac的精确驱动电流供给绕组2、3及4。在此时，交替改变电流路径的操作是模拟地平滑进行的，因此驱动电流I1、I2及I3模拟地变化，以使得由于电流路径变化引起的驱动电流的脉动及驱动力的波动减小到很小的程度。
在该实施例中，第一功率放大部分11、12及13由使用第一NMOS-FET功率晶体管的第一FET功率电流镜电路构成，由此减小电流放大系数的变化。第二功率放大部分615、616及617由使用第二PMOS-FET功率晶体管的第二FET功率电流镜电路构成，由此减小电流放大系数的变化。
通常，NMOS-FET功率晶体管及PMOS-FET功率晶体管具有大的、不同的非线性电压放大特性。在该实施例中，但是，NMOS-FET功率电流镜电路及PMOS-FET功率电流镜电路之间电流放大系数的变化可以极大地减小。因此，对第一功率放大部分供给模拟变化的第一分配电流信号、能使得通过第一功率放大部分模拟地执行电流通路的交替改变。
此外，对第二功率放大部分供给模拟变化的第二分配电流信号、能使得通过第二功率放大部分模拟地执行电流通路的交替改变。虽然第二PMOS-FET功率晶体管及第一NMOS-FET功率晶体管中任一个在导通周期中确实地以低操作电压饱和，供给绕组的合成供电电流Iv能被第一NMOS-FET功率晶体管及第二PMOS-FET功率晶体管中的另一个精确地控制。
开关晶体管的开关操作响应于执行电流控制的第一NMOS-FET功率晶体管或第二PMOS-FET功率晶体管而被控制，及执行电流控制的功率晶体管的压降可以被精确地控制到一小值，而不会干扰电流控制。
在该实施例中，当DC电源部分50关断时，由第一或第二功率二极管对绕组2、3和4中产生的三相反电势进行整流所获得的整流DC电压输出到电压输出部分490的输出端子Xf。当DC电源在故障情况下关断时，通过使用电压输出部分490的输出电压可以由存储RAM的内容及使播放头机械地复位。
该实施例也可达到与上述实施例中相同的各个优点。
图19的功率放大部分1000或图20的功率放大部分1100可用来取代第一功率放大部分11、12及13中的每个。
图21中所示的功率放大部分1200可用来取代第二功率放大部分615、616及617中的每个。功率放大部分1200包括具有PMOS-FET功率晶体管1210、PMOS-FET晶体管1211及电阻1212的PMOS-FET功率电流镜电路。当输入到导通控制端侧的输入电流相对小时，功率放大部分1200的电流放大系数几乎为恒定值，及当输入电流变大时该系数变大。PMOS-FET功率晶体管可以是具有双扩散P沟道MOS结构的FET晶体管，以便集成在IC中，及一个寄生功率二极管1210d反向地从功率晶体管的电流输出端侧连接到电流输入端侧。
图22中所示的功率放大部分1300可用来取代第二功率放大部分615、616及617中的每个。功率放大部分1300包括具有PMOS-FET功率晶体管1310、PMOS-FET晶体管1311及电阻1312的PMOS-FET功率电流镜电路。当输入到导通控制端侧的输入电流相对小时，功率放大部分1300的电流放大系数几乎为恒定值，及当输入电流变大时该系数变大。PMOS-FET功率晶体管1310可以是具有双扩散P沟道MOS结构的FET晶体管，以便集成在IC中，及一个寄生功率二极管1310d反向地从功率晶体管的电流输出端侧连接到电流输入端侧。《实施例5》图17表示本发明实施例5的电动机。
图17表示该结构。在实施例5中，设置了旁路开关部分701及关断部分702，可以执行电流供给，并适于变换到第一导通方式，其中向绕组2、3及4供给双向驱动电流；及第二导通方式，其中向绕组2、3及4供给单向驱动电流。为了作到这点，将电压输出部分740作为修改。在其它结构上，与上述实施例4、3、2或1中相似的部分用相同的标号表示并省略了对它们的详细说明。
首先，将描述旁路开关部分700关断而关断部分不执行关断操作的情况。在第一导通方式中，旁路开关部分700的第一开关元件711关断，及关断部分701的第二和第三开关元件721及731导通。因为第一开关元件711关断，故旁路开关部分700的PMOS-FET旁路晶体管710被关断。
PMOS-FET旁路晶体管710由具有双扩散P沟道MOS结构的FET晶体管构成。作为寄生器件构成的二极管710d反向地连接在等效电路中或从晶体管电流输出端侧到电流输出端侧的方向上。因为关断部分701的第二开关元件721导通，电流供给部分30的第二供电电流信号C2被提供给第二分配器38。
因为关断部分701的第三开关元件731开通，PMOS-FET关断晶体管730开通。PMOS-FET关断晶体管730反向地连接。该晶体管的电流输入端侧通过电阻31及电源开关54连接到DC电源部分50的正端，及电流输出端侧连接到第二功率放大部分615、616及617的共同连接端或电流输入端侧。
PMOS-FET关断晶体管730是由具有双扩散P沟道MOS结构的FET晶体管构成的。作为寄生器件形成的关断二极管730d连接在等效电路中或在晶体管的电流输入端侧到电流输出端侧的方向上。
在开关部分700的第一开关元件711关断及关断部分701的第二和第三开关元件721和731开通的情况下，因而，该实施例的该结构实质上与上述实施例4的结构相同。因此，由第一功率放大部分11、12及13和第二功率放大部分615、616及617将正和负的或双向的驱动电流I1、I2及I3供给绕组2、3和4，这是第一导通方式。该实施例的具体结构及操作与上述实施例4中的相同，因此省略了对它们的详细说明。
接着，将描述旁路开关部分700导通及关断部分701执行关断操作的情况(第二导通方式)。在第二导通方式中，旁路开关部分700的第一开关元件711开通，及关断部分701的第二和第三开关元件721和731关断。因为第一开关元件711开通，旁路开关部分700的PMOS-FET旁路晶体管710导通。因此，PMOS-FET旁路晶体管710形成一个从电压变换部分52的正输出端经过电流检测电阻31到绕组2、3及4的共同端侧的延伸电流通路。
因为关断部分701的第二开关元件721关断，电流供给部分30的第二供流信号C2不供给第二分配器38。因此，第二分配电流信号G1、G2及G3，第二放大电流信号H1、H2及H3为零。其结果是，第二功率放大部分615、616及617的所有第二PMOS-FET功率晶体管685、686及687均关断。因为第三开关元件731关断，关断晶体管730关断。
在此时，关断晶体管730及该晶体管的寄生二极管730d关断了用于绕组2，3及4中产生的反电势的电流通路，由此防止了不需要的电流通路的形成。因而，由并联连接在电压变换部分52的正和负输出端侧之间的第一功率放大部分11、12及13的第一NMOS-FET功率晶体管81、82及83形成到绕组2、3及4的电流通路。换言之，将负的或单向驱动电流I1、I2及I3供给绕组2、3及4，这是第二导通方式。旁路开关部分700的电阻712及关断部分701的电阻732为上偏电阻，如果不需要时可以省略。
现在将描述第二导通方式的操作。电流供给部分30响应于电流检测信号Bv及指令信号Ac之间的比较结果输出第一及第二控制电流信号C1及C2。第二控制电流信号C2被关断部分701的第二开关元件721阻断，因此不将被供给到第二分配器38。因而，所有的第二功率放大部分615、616及617停止导电并不将电流供给绕组2、3及4。相反地，第一控制电流信号C1被供给到第一分配器37。
第一分配器37响应于交变信号形成部分34的三相交变电流信号D1、D2及D3来分配第一控制电流信号C1，并输出模拟变化的三相第一分配电流信号E1、E2及E3。第一电流放大部分41、42及43输出第一放大电流信号F1、F2及F3，它们是将第一分配电流信号E1、E2及E3进行电流放大获得的，并将放大的电流信号分别供给第一功率放大部分11、12及13的导通控制端侧。
第一功率放大部分11、12及13的第一功率电流镜电路将第一放大电流信号F1、F2及F3进行电流放大，并将单向驱动电流I1、I2及I3分别供给绕组2、3及4。以此方式，由第一分配控制单元(电流供给部分30、第一分配器37及第一电流放大部分41、42和43)，及第一功率放大部分11、12及13构成反馈环，并提供响应于指令信号的合成供电电流。
开关控制部分310检测第一功率放大部分11、12及13的第一NMOS-FET功率晶体管81、82及83的压降，并输出响应于最小压降的开关控制信号Vd。
开关变换部分52使NMOS-FET开关晶体管61响应开关控制信号Vd来执行高频开关操作。其结果是，电压变换部分52的变换DC电压(Vcc-Vg)被可变地控制，第一功率放大部分中的最小压降被控制到一小值。电压变换部分52的变换DC电压被供给三个并联连接的第一功率放大部分11、12及13，绕组2、3及4和旁路开关部分700。由选择的第一功率放大部分的第一功率晶体管形成将单向驱动电流供给绕组的电流通路。
电压输出部分740将DC电源部分50的正端侧电位与绕组的共同端侧的电位相比较，并输出较高的一个电压。根据该结构，当DC电源部分50关断时，绕组中产生的反电势的整流电压信号被输出到端子Xf。
另外的结构及操作类似于上述实施例4中的情况，及省略了对它们的详细说明。
在该实施例中，执行电流供给，并适于变换到第一导通方式，其中将双向驱动电流供给绕组；及第二导通方式，其中将双向驱动电流供给绕组，由此允许电动机性能改变。在第一及第二导通方式中，功率器件、如第一及第二功率放大部分，开关晶体管，旁路晶体管及关断晶体管中的功耗及发热的量很小。因此，这些功率器件可以结隔离地在单个硅衬底上集成为IC。
在将双向驱动电流提供给绕组的第一导通方式中，它的优点是产生的力较大。在将单向驱动电流提供给绕组的第二导通方式中，绕组中反电势的幅值大，因此它的优点是电动机能以高速转动。因此可以实现能产生大的力并能以高速旋转的电动机。
作为寄生器件的第二功率二极管685d、686d及687d反向地连接在第二功率晶体管685、686及687上。当旁路晶体管710导通及单相驱动电流供给绕组2、3及4时，绕组2、3及4的电源端侧的电位被绕组中产生的反电势交替地升高，及反电势引起反向电流流经第二功率二极管685d、686d及687d。但是，在该实施例中，关断晶体管730反向地连接，因此通过将关断晶体管730关断可确保反向电流通路被关断。
关断晶体管730不限制为反向连接的PMOS-FET的晶体管，并也可由反向连接的NMOS-FET晶体管构成。在这种反向连接的FET晶体管中，在电流输入端侧到电流输出端侧的方向上形成寄生二极管。当关断晶体管关断时，寄生二极管也起到阻断电流流过的作用。
该实施例也获得与上述实施例相同的优点。
在该实施例中，第一功率放大部分11、12、及13，第二功率放大部分615、616、及617，电流供给部分30，交变信号形成部分34，分配信号形成部分36(第一及第二分配器37及38)，第一电流放大部分41、42及43，第二电流放大部分645、646及647，开关控制部分310，电压变换部分52，旁路开关部分700，关断部分701，及电压输出部分740形成驱动电路，用于将驱动电流供给三相负载(绕组2、3及4)。
另一种方式是，可以实现仅将单向驱动电流供给绕组的电动机。例如，可以形成这样的结构其中第二功率放大部分615、616及617，关断部分701，及旁路开关部分700可以省略，绕组2、3及4的共同端侧经过电阻31连接到电压变换部分52的正输出端侧。
可以设置高电压输出部分，及NMOS-FET晶体管可用作第二功率晶体管685、686及687，旁路晶体管710，及关断晶体管730。这些器件的导通可由高电压输出部分的高电位点的控制。《实施例6》图18表示本发明实施例6的电动机。
图18表示该结构。在实施例6中，电压变换部分752执行电压变换，它例如由高电压输出部分450构成。在另外的结构上，与上述实施例5、4、3、2或1中相似的部分用相同标号表示，并省略了对它们的详细说明。
图18的电压变换部分752具有NMOS-FET开关晶体管761，它执行约200KHz的高频开关操作。在该NMOS-FET开关晶体管761中，电流输出端侧连接到DC电源部分50的负端侧，及电流输入端侧连接到变换电感763的一端上。该晶体管在电源通路中执行高频转换(开-关操作)，通过该电源通路变换电感763的磁能从DC电源部分50的正端侧(+)补充到变换电感763中。
一个续流二极管762连接在变换电感763的一端并执行与NMOS-FET开关晶体管761的高频开关操作互补的关-开操作，以便构成电流通路，通过它变换电感763连接到包括变换电容764的电路。当NMOS-FET开关晶体管761导通时，形成了从DC电源部分50的正端侧延伸并通过变换电感763的电源通路，及变换电感763的磁能被补充。
当NMOS-FET开关晶体管761关断时，变换电感761的端子电压急剧上升，及续流二极管762变化到导通状态，形成从变换电感763到包括变换电容764的电路的电流通路。其结果是，在变换电容764的一端及PC电源部分50的负端侧之间输出变换的DC电压Vm。
变换电容器764连接在电压变换部分752从正输出端侧(P)及负输出端侧(M)之间，因此构成滤波电路，它对经过变换电感763提供的电流及电压进行平波。因而，电压变换部分752正输出端侧的电位Vm通过使NMOS-FET开关晶体管761受到高频PWM而被可变地控制。其结果是，利用由DC电源部分50供给的DC电压Vcc作为电源，在电压变换部分752的正及负端之间产生变换的DC电压Vm。DC电源部分50的负端被设为地电位(OV)。
NMOS-FET开关晶体管761例如由具有双扩散N沟道MOS结构的FET晶体管构成。作为寄生器件构成的开关二极管761d反向地连接在等效电路中或在从晶体管的电流输出端到电流输入端侧的方向上。
开关控制部分310检测第一功率放大部分11、12及13的电流输入及输出端侧之间的三相电压降，并输出响应于最小压降的开关控制信号Vd。在电压变换部分752中，PWM部分765产生响应开关控制信号Vd的脉冲宽度的高频PWM信号Sw，由此引起NMOS-FET开关晶体管761执行高频开关操作，换言之，电压变换部分752的NMOS-FET开关晶体管761的PWM开关操作响应于开关控制部分310的开关控制信号Vd而被控制。
电压变换部分752响应于NMOS-FET开关晶体管761的PWM开关操作，并使用DC电源部分50的DC电压Vcc作为电源产生变换的DC电压Vm，该电压变换部分752的PWM部分765的具体结构类似于上述图7所示部分的结构，因此省略了对它的详细说明。
图18的电压输出部分790包括一个输出二极管791。输出二极管791的输出侧连接到第二PMOS-FET功率晶体管685、686及687的共同连接端侧或电流输入端侧。
电压输出部分790正侧的输出端Xf是输出二极管791的输出侧。
根据该结构，整流的DC电压经过电压输出部分790的输出二极管791输出到输出端Xf。换言之，当DC电源50被关断时，电压输出部分790将整流的DC电压输出到输出端Xf，它是通过功率二极管对绕组2、3及4中产生的反电势进行整流获得的。
因为续流二极管762阻止反向电流从三相绕组2、3及4流到DC电源50的正端侧，续流二极管762起到电源开关部分、如图12或图17中所示电源开关部分54的作用。
在故障状态下当DC电源50关断时，使用电压输出部分790的整流DC电压可以执行各种复位处理。
另外的结构和操作类似于上述实施例5的情况，故省略了对它们的详细说明。
在该实施例中，获得了适于集成的电动机结构。首先，功率器件的发热减少了，因此防止了当功率晶体管及开关晶体管集成时可能发生的热损坏的发生。使用具有双扩散MOS结构的FET晶体管作为第一及第二功率晶体管及开关晶体管，由此减小了芯片尺寸。
其电流输出端侧连接到DC电源负端侧的NMOS-FET开关晶体管进行PWM，及由该NMOS-FET开关晶体管及变换电感获得变换的DC电压。根据该结构，NMOS-FET开关晶体管的电流输入及输出端侧的电位不会低到比DC电源部分50的负端侧电位(地电位)更低的程度。其结果是，使用结隔离部分作为基极端子的寄生晶体管器件可免于工作，及可使电动机工作稳定。
因为在第二功率放大部分、旁路开关部分及关断部分中使用了第二PMOS-FET功率晶体管、PMOS-FET旁路晶体管、PMOS-FET关断晶体管，故对于操作这些功率器件不需要附加的电源。
在该实施例中，执行电流的供给并适于改变到第一导通方式，其中将双向驱动电流供给绕组；及第二导通方式，其中将单向驱动电流供给绕组，由此允许电动机性能改变。即使进行了这种改变，在功率器件，如第一及第二功率放大部分、开关晶体管、旁路晶体管及关断晶体管中的功耗及发热的量很小。因此，这些功率器件能结隔地集成在单片硅衬底上。
在该实施例中，电压变换部分752的变换DC电压Vm能变得大于DC电源部分50的输出电压Vcc，供给绕组2、3及4的电压值可大为升高。根据该结构，能容易地实现高速转动的电动机。需要电压变换部分752的续流二极管762在开关晶体管761关断时来形成从变换电感763到包括变换电容764的电路的电流通路。例如，续流二极管762可由具有双扩散结构的FET晶体管代替，及该晶体管可进行与开关晶体管761的开-关操作互补的关-开操作。可使用具有图23中NMOS-FET同步整流晶体管1400的电流路径形成电路来取代续流二极管762。NMOS-FET同步整流晶体管1400可被PWM单元765的信号控制，以便执行与开关晶体管761的高频开-关操作互补的关-开操作。同步整流晶体管1400的寄生二极管1400d可起到续流二极管762的作用。
具有图24的PMOS-FET同步整流晶体管1500的电流路径形成电路可被用来代替续流二极管762。可以通个PWM单元765的信号来控制PMOS-FET同步整流晶体管1500，以便执行与开关晶体管761的高频开-关操作互补的关-开操作。寄生二极管1500d可起到续流二极管762的作用。
此外，PMOS-FET同步整流晶体管150可取代续流二极管762起到功率开关晶体管、如图17中所示的PMOS-FET功率开关晶体管72的作用，因为PMOS-FET同步整流晶体管1500在DC电源50关断时阻止反向电流从绕组2、3及4流到DC电源部分50的正端侧。
在该实施例中，控制信号形成部分将指令信号Ac与电流检测信号Bv相比较，并输出响应比较结果的第一及第二控制电流信号C1和C2。使用响应第一控制电流信号C1的第一分配电流信号E1、E2及E3来控制第一功率放大部分11、12及13的第一功率电流镜电路的导通，及使用响应第二控制电流信号C2的第二分配电流信号G1、G2及G3来控制第二功率放大部分615、616及617的第二功率电流镜电路的导通。
根据该结构，可以提供响应于指令信号Ac的精确驱动电流给绕组2、3及4。在此时，改变电流通路的操作是模拟地平滑进行的，因此驱动电流I1、I2及I3模拟地变化，所以由于电流路径变化引起的驱动电流的波动及驱动力的波动可以下降到很小的程度。该效果不仅可在旁路晶体管710关断的供给双向电流的第一导通方式中获得，而且也可在旁路晶体管710导通的供给单向电流的第二导通方式中获得。
在该实施例中，DC电源部分50及电压变换部分752形成电压供给电路，用于在电压变换部分752的正及负输出端侧之间提供变换的DC电压Vm。
电压供给电路的变换DC电压Vm可大于DC电源部分50的电压。
该实施例也可获得与上述实施例中相同的各种优点。
上述实施例的具体结构可以有各种改型。例如，每相绕组可由串联或并联连接的多个部分绕组构成。三相绕组的连接不限制在星形连接上，绕组也可三角形连接。通常，可以构成多相电动机。可动体的磁场部件不限制在图解的例上并可具有各种结构。其极数也不限于二，也可使用多极的结构。通常，具有多种可用于这些实施例的磁场部件的结构，它们产生根据可动体运动而变化的切割绕组的磁通。可动体的运动不限制在旋转运动上，可动体也可进行线性运动。
开关控制部分不限制在上述结构上，如果允许第一及第二功率晶体管的功耗的话，开关控制部分和域电压变换部分也可被省略。
具有多种第一及第二功率放大部分的改型结构，其中的一些表示在图19至图22中。并且，具有多种续流二极管的电流路径形成电路的改型结构，其中的一些表示在图23及图24中。各实施例中的电路或器件可用具有等效功能的电路或器件来替代。
在集成时，可使用基于公知半导体工艺的各种单芯片集成技术。这些技术包括其中使用具有双扩散MOS结构的FET功率晶体管的单芯片集成技术，使用CMOS-FET功率晶体管的单芯片集成技术，及使用双极性功率晶体管的单芯片集成技术。在芯片中的具体晶体管布局依赖于集成电路的设计，因此省略了对它的详细说明。
虽然本发明以具有一定特殊性的优选形式进行描述的，可以理解，优选方式的现有公开不会改变结构的细节，并在不偏离如权利要求书限定的本发明精神和范围的情况下可实现各单元的各种组合及布置。
权利要求
1.一种电动机，包括可动体，多相绕组，用于供给DC电压的电压供给装置，Q(Q2或更大的整数)个第一功率放大装置，每个包括第一功率晶体管及形成从所述电压供给装置的负输出端到所述多相绕组中一个的电流路径，Q个第二功率放大装置，每个包括第二功率晶体管及形成从所述电压供给装置的正输出端到所述多相绕组中一个的电流路径，交变信号产生装置，用于产生多相交变信号，第一分配控制装置，用于响应所述交变信号产生装置的输出信号，控制来自所述Q个第一功率放大装置的电流的分配，及第二分配控制装置，用于响应所述交变信号产生装置的输出信号，控制来自所述Q个第二功率放大装置的电流的分配，其中，所述电压供给装置包括用于存储磁能的电感装置，用于存储电能的电容装置，具有开关晶体管的开关装置，它的电流输出端侧连接到DC电源的负端侧，及电流输入端侧连接到所述电感装置的一端，并执行电源通路的高频开-关控制，以从所述DC电源对所述电感装置补充磁能，及电流通路形成装置，它借助于相对所述开关晶体管开-关操作互补的关-开操作形成从所述电感装置到包括所述电容装置的电路的电流通路，所述电压供给装置这样构成，以使得在所述电容装置一端及所述DC电源一端之间输出变换的DC电压，并将所述变换的DC电压供给所述Q个第一功率放大装置及所述Q个第二功率放大装置，及所述开关晶体管、所述第一功率晶体管、所述第二功率晶体管及至少一个半导体元件被一起集成在单芯片集成电路中。
2.根据权利要求1的电动机，其特征在于，所述第一分配控制装置及所述第二分配控制装置这样构成，以使借助所述第一功率晶体管或所述第二功率晶体管响应指令信号来控制合成供电电流，并使所述第二功率晶体管及所述第一功率晶体管执行饱和操作及各在导通周期中具有电阻性压降。
3.根据权利要求1的电动机，其特征在于，所述开关晶体管的开关操作受到控制，以便响应所述第一功率晶体管或所述第二功率晶体管的压降。
4.根据权利要求1的电动机，其特征在于，所述第一分配控制装置及所述第二分配控制装置包括电流信号产生装置，用于产生第一电流信号及第二电流信号，第一分配装置，用于响应所述交变信号产生装置的输出信号分配所述第一电流信号，并输出平滑变化的Q相第一分配电流信号，Q个第一电流放大装置，用于产生Q相第一放大电流信号，它是将所述第一分配电流信号进行电流放大获得的，并将每个所述第一放大电流信号提供给所述Q个第一功率放大装置的每个所述导通控制端侧，第二分配装置(38)，用于响应所述交变信号产生装置的输出信号分配所述第二电流信号，并输出平滑变化的Q相第二分配电流信号，及Q个第二电流放大装置，用于产生Q相第二放大电流信号，它是将所述第二分配电流信号进行电流放大获得的，并将每个所述第二放大电流信号提供给所述Q个第二功率放大装置的每个所述导通控制端侧。
5.根据权利要求1的电动机，其特征在于，每个所述第一功率放大装置具有作为寄生器件反向地连接在每个所述第一功率晶体管的电流输入端及电流输出端之间的第一功率二极管，及每个所述第二功率放大装置具有作为寄生器件反向地连接在每个所述第二功率晶体管的电流输入端及电流输出端之间的第二功率二极管，及所述电动机还包括电源开关装置，用于当所述DC电源关断时，关断所述DC电源的正端侧及所述Q个第二功率放大装置的电流输入端侧之间的供电路径，及电压输出装置，用于当所述DC电源关断时输出对所述多相绕组的多相反电势进行整流所获得的整流DC电压。
6.根据权利要求1的电动机，其特征在于还包括旁路开关装置，用于阻断或连接所述电压供给装置的正输出端侧及所述多相绕组共同端侧之间的电流通路；及关断装置，用于执行或停止从所述Q个第二功率放大装置到所述多相绕组的电流供给。
7.根据权利要求1的电动机，其特征在于，电压供给装置这样构成，使它能在所述电容装置的一端和所述DC电源的一端之间输出所述变换的DC电压，所述变换DC电压大于所述DC电源的DC电压。
8.根据权利要求1的电动机，其特征在于，所述开关晶体管是NMOS-FET开关晶体管，每个所述第一功率晶体管是第一NMOS-FET功率晶体管，每个所述第二功率晶体管是第二NMOS-FET功率晶体管，每个所述第一功率放大装置包括具有所述第一NMOS-FET功率晶体管的第一功率电流镜电路，及每个所述第二功率放大装置包括具有所述第二NMOS-FET功率晶体管的第二功率电流镜电路。
9.根据权利要求1的电动机，其特征在于，所述开关晶体管是NMOS-FET开关晶体管，每个所述第一功率晶体管是第一NMOS-FET功率晶体管，每个所述第二功率晶体管是第二PMOS-FET功率晶体管，每个所述第一功率放大装置包括具有所述第一NMOS-FET功率晶体管的第一功率电流镜电路，及每个所述第二功率放大装置包括具有所述第二PMOS-FET功率晶体管的第二功率电流镜电路。
10.一种电动机，包括可动体(1)，多相绕组，电压供给装置，具有用于输出变换DC电压的开关晶体管，该变换DC电压是通过以高频对所述具有所述开关晶体管的DC电源的电源通路进行开关控制的DC电源的变换DC电压，Q(Q2或更大的整数)个第一功率放大装置，每个包括第一功率晶体管及形成从所述电压供给装置的负输出端到所述多相绕组中一个的电流路径，Q个第二功率放大装置，每个包括第二功率晶体管及形成从所述电压供给装置的正输出端到所述多相绕组中一个的电流路径，交变信号产生装置，用于产生多相交变信号，第一分配控制装置，用于响应所述交变信号产生装置的输出信号，控制来自所述Q个第一功率放大装置的电流的分配，及第二分配控制装置，用于响应所述交变信号产生装置的输出信号，控制来自所述Q个第二功率放大装置的电流分配，并还包括开关控制装置，它包括，调制装置，用于与所述可动体(1)的运动同步地模拟改变幅值而产生调制信号，及电压检测装置，用于检测所述第一功率晶体管或所述第二功率晶体管的压降，其中所述开关控制装置响应于所述电压检测装置的输出信号及所述调制装置的输出信号控制所述开关晶体管的开关操作。
11.根据权利要求10的电动机，其特征在于，所述调制装置包括调制信号形成装置，用于获得与所述可动体运动同步的调制信号；电流变换装置，用于响应所述电压供给装置的变换DC电压获得变换电流信号；及电流调节装置，用于借助所述调制信号调制所述变换电流信号，由此获得调制电流信号。
12.根据权利要求10的电动机，其特征在于，所述第一分配控制装置及所述第二分配控制装置借助所述第一功率晶体管或所述第二功率晶体管响应指令信号来控制合成电流，并使所述第二功率晶体管或所述第一功率晶体管执行饱和操作及各在导通周期中具有电阻性压降，其中所述电压检测装置检测所述第二功率晶体管的压降，所述电压检测装置不检测所述第一功率晶体管的压降。
13.根据权利要求10的电动机，其特征在于，所述第一分配控制装置及所述第二分配控制装置包括电流信号产生装置，用于产生第一电流信号及第二电流信号，第一分配装置，用于响应所述交变信号产生装置的输出信号分配所述第一电流信号，并输出平滑变化的Q相第一分配电流信号，Q个第一电流放大装置，用于产生Q相第一放大电流信号，它是将所述第一分配电流信号进行电流放大获得的，并将每个所述第一放大电流信号供给所述Q个第一功率放大装置的每个所述导通控制端侧，第二分配装置，用于响应所述交变信号产生装置的输出信号分配所述第二电流信号，并输出平滑变化的Q相第二分配电流信号，及Q个第二电流放大装置，用于产生Q相第二放大电流信号，它是将所述第二分配电流信号进行电流放大获得的，并将每个所述第二放大电流信号提供给所述Q个第二功率放大装置的每个所述导通控制端侧。
14.根据权利要求10的电动机，其特征在于，所述电压供给装置包括用于存储磁能的电感装置，用于存储电能的电容装置，具有开关晶体管的开关装置，它的电流输出端侧连接到DC电源的负端侧，及电流输入端侧连接到所述电感装置的一端，并执行电源通路的高频开-关控制，以从所述DC电源对所述电感装置补充磁能，及电流通路形成装置，它借助于相对所述开关晶体管开-关操作互补的关-开操作形成从所述电感装置到包括所述电容装置的电路的电流通路，及所述电压供给装置这样构成，以使得在所述电容装置一端及所述DC电源一端之间输出变换的DC电压，并将所述变换的DC电压供给所述Q个第一功率放大装置及所述Q个第二功率放大装置。
15.根据权利要求14的电动机，其特征在于，电压供给装置这样构成，以使得在所述电容装置一端及所述DC电源一端之间输出变换的DC电压，所述变换DC电压大于所述DC电源的DC电压。
16.根据权利要求10的电动机，其特征在于，每个所述第一功率放大装置具有作为寄生器件反向地连接在每个所述第一功率晶体管的电流输入端及电流输出端之间的第一功率二极管，及每个所述第二功率放大装置具有作为寄生器件反向地连接在每个所述第二功率晶体管的电流输入端及电流输出端之间的第二功率二极管，及所述电动机还包括电源开关装置，用于当所述DC电源关断时，关断所述DC电源的正端侧及所述Q个第二功率放大装置的电流输入侧之间的供电路径，及电压输出装置，用于当所述DC电源关断时输出对所述多相绕组的多相反电势进行整流所获得的整流DC电压。
17.根据权利要求10的电动机，其特征在于还包括旁路开关装置，用于阻断或连接所述电压供给装置的正输出端侧及所述多相绕组共同端侧之间的电流通路；及关断装置，用于执行或停止从所述Q个第二功率放大装置到所述多相绕组的电流供给。
18.根据权利要求10的电动机，其特征在于，所述开关晶体管是NMOS-FET开关晶体管，每个所述第一功率晶体管是第一NMOS-FET功率晶体管；每个所述第二功率晶体管是第二NMOS-FET功率晶体管，每个所述第一功率放大装置包括具有所述第一NMOS-FET功率晶体管的第一功率电流镜电路，及每个所述第二功率放大装置包括具有所述第二NMOS-FET功率晶体管的第二功率电流镜电路。
19.根据权利要求10的电动机，其特征在于，所述开关晶体管是NMOS-FET开关晶体管，每个所述第一功率晶体管是第一NMOS-FET功率晶体管，每个所述第二功率晶体管是第二PMOS-FET功率晶体管，每个所述第一功率放大装置包括具有所述第一NMOS-FET功率晶体管的第一功率电流镜电路，及每个所述第二功率放大装置包括具有所述第二PMOS-FET功率晶体管的第二功率电流镜电路。
20.一种电动机，包括可动体，多相绕组，用于供给DC电压的电压供给装置，Q(Q2或更大的整数)个第一功率放大装置(11、12、13)，每个包括具有第一FET功率晶体管的第一FET功率电流镜电路，及形成从所述电压供给装置的负输出端到所述多相绕组中一个的电流路径，Q个第二功率放大装置，每个包括具有第二FET功率晶体管的第二FET功率电流镜电路，及形成从所述电压供给装置的正输出端到所述多相绕组中一个的电流路径，交变信号产生装置，用于产生多相交变信号，第一分配控制装置，用于响应于所述交变信号产生装置的输出信号产生第一Q相分配电流信号，并响应于所述第一Q相分配电流信号将电流信号供给所述第一功率放大装置的导通控制端侧，及第二分配控制装置，用于响应于所述交变信号产生装置的输出信号产生第二Q相分配电流信号，每信号至少以上升及下降斜率模拟地变化，并响应于所述第二Q相分配电流信号将电流信号供给所述第二功率放大装置的导通控制端侧。
21.根据权利要求20的电动机，其特征在于，所述第一分配控制装置及所述第二分配控制装置借助所述第一功率晶体管或所述第二功率晶体管响应指令信号来控制合成电流，并使所述第二功率晶体管及所述第一功率晶体管执行饱和操作及各在导通周期中具有电阻性压降。
22.根据权利要求20的电动机，其特征在于，所述电压供给装置包括用于存储磁能的电感装置，用于存储电能的电容装置，具有开关晶体管的开关装置，它的电流输出端侧连接到DC电源的负端侧，及电流输入端侧连接到所述电感装置的一端，并执行电源通路的高频开-关控制，以从所述DC电源对所述电感装置补充磁能，及电流通路形成装置，它借助于相对所述开关晶体管开-关操作互补的关-开操作形成从所述电感装置到包括所述电容装置的电路的电流通路，所述电压供给装置这样构成，以使得在所述电容器装置一端及所述DC电源一端之间输出变换的DC电压，并将所述变换的DC电压供给所述Q个第一功率放大装置及所述Q个第二功率放大装置。
23.根据权利要求22的电动机，其特征在于，电压供给装置这样构成，使它能在所述电容装置的一端和所述DC电源的一端之间输出所述变换的DC电压，所述变换DC电压大于所述DC电源的DC电压。
24.根据权利要求20的电动机，其特征在于，每个所述第一功率放大装置具有作为寄生器件反向地连接在每个所述第一FET功率晶体管的电流输入端及电流输出端之间的第一功率二极管，每个所述第二功率放大装置具有作为寄生器件反向地连接在每个所述第二FET功率晶体管的电流输入端及电流输出端之间的第二功率二极管，及所述电动机还包括电源开关装置，用于当所述DC电源关断时，关断所述DC电源的正端侧及所述Q个第二功率放大装置的电流输入端侧之间的供电路径，及电压输出装置，用于当所述DC电源关断时输出对所述多相绕组的多相反电势进行整流所获得的整流DC电压。
25.根据权利要求20的电动机，其特征在于还包括旁路开关装置(700)，用于阻断或连接所述电压供给装置的正输出端侧及所述多相绕组共同端侧之间的电流通路，及关断装置，用于执行或停止从所述Q个第二功率放大装置到所述多相绕组的电流供给。
26.根据权利要求20的电动机，其特征在于，每个所述第一FET功率晶体管是第一NMOS-FET功率晶体管，及每个所述第二FET功率晶体管是第二NMOS-FET功率晶体管。
27.根据权利要求20的电动机，其特征在于，每个所述第一FET功率晶体管是第一NMOS-FET功率晶体管，及每个所述第二FET功率晶体管是第二PMOS-FET功率晶体管。
28.根据权利要求20的电动机，其特征在于所述第一分配控制装置及所述第二分配控制装置包括电流信号产生装置，用于产生第一电流信号及第二电流信号，第一分配装置，用于响应所述交变信号产生装置的输出信号分配所述第一电流信号，并输出平滑变化的Q相第一分配电流信号，Q个第一电流放大装置，用于响应于所述第一分配电流信号将第一放大电流信号分别供给所述Q个第一功率放大装置的导通控制端侧，第二分配装置，用于响应所述交变信号产生装置的输出信号分配所述第二电流信号，并输出平滑变化的Q相第二分配电流信号，Q个第二电流放大装置，用于响应于所述第二分配电流信号将第二放大电流信号分别供给所述Q个第二功率放大装置的导通控制端侧。
29.根据权利要求28的电动机，其特征在于，所述电流信号形成装置包括电流检测装置，用于响应于供给所述绕组的供电电流获得电流检测信号，及比较装置，用于将所述电流检测装置的输出信号与所述指令信号相比较，并输出响应于所述比较的结果的所述第一电流信号及第二电流信号。
30.一种电动机，包括可动体，多相绕组，用于供给DC电压的电压供给装置，Q(Q2或更大的整数)个第一功率放大装置，每个包括第一功率晶体管及形成从所述电压供给装置的负输出端到所述多相绕组中一个的电流路径，Q个第二功率放大装置，每个包括第二功率晶体管及形成从所述电压供给装置的正输出端到所述多相绕组中一个的电流路径，交变信号产生装置，用于产生多相交变信号，每一分配控制装置，用于响应所述交变信号产生装置的输出信号控制来自所述Q个第一功率放大装置的电流的分配，及第二分配控制装置，用于响应所述交变信号产生装置的输出信号控制来自所述Q个第二功率信号放大装置的电流的分配，及还包括旁路开关装置，它具有旁路晶体管，用于阻断或连接所述电压供给装置的正输出端侧及所述多相绕组共同端侧之间的电流通路，关断装置，具有关断晶体管，用于连接或停止所述电压供给装置的正输出端侧及所述第二功率放大装置电流输入端侧之间的电流通路，及二极管装置，它能使单向电流从至少一个所述第二功率晶体管的电流输出端侧流到其电流输入端侧。
31.根据权利要求30的电动机，其特征在于，所述关断晶体管是一个这样反向连接的FET关断晶体管，以使得形成了从所述FET关断晶体管的电流输入端侧连接到电流输出端侧的寄生二极管器件。
32.根据权利要求30的电动机，其特征在于，所述第一分配控制装置及所述第二分配控制装置借助于所述第一功率晶体管响应指令信号来控制合成供电电流，并使所述第二功率晶体管执行饱和操作及各在导通周期中具有电阻性压降。
33.根据权利要求30的电动机，其特征在于，所述第一分配控制装置及所述第二分配控制装置包括电流信号产生装置，用于产生第一电流信号及第二电流信号，第一分配装置，用于响应所述交变信号产生装置的输出信号分配所述第一电流信号，并输出平滑变化的Q相第一分配电流信号，Q个第一电流放大装置，用于产生Q相第一放大电流信号，它是将所述第一分配电流信号进行电流放大获得的，并将每个所述第一放大电流信号供给所述Q个第一功率放大装置的每个所述导通控制端，第二分配装置，用于响应所述交变信号产生装置的输出信号分配所述第二电流信号，并输出平滑变化的Q相第二分配电流信号，及Q个第二电流放大装置，用于产生Q相第二放大电流信号，它是将所述第二分配电流信号进行放大获得的，并将每个所述第二放大电流信号供给所述Q个第二功率放大装置的每个所述导通控制端侧。
34.根据权利要求30的电动机，其特征在于，所述电压供给装置包括用于存储磁能的电感装置，用于存储电能的电容装置，具有开关晶体管的开关装置，它的电流输出端侧连接到DC电源的负端侧，及电流输入端侧连接到所述电感装置的一端，并执行电源通路的高频开-关控制，以从所述DC电源对所述电感装置补充磁能，及电流通路形成装置，它借助于相对所述开关晶体管开-关操作互补的关-开操作形成从所述电感装置到包括所述电容装置的电路的电流通路，及所述电压供给装置这样构成，以使得在所述电容装置一端及所述DC电源一端之间输出变换的DC电压，并将所述变换的DC电压供给所述Q个第一功率放大装置及所述Q个第二功率放大装置。
35.根据权利要求34的电动机，其特征在于，所述开关晶体管的开关操作受到控制，以便响应于所述第一功率晶体管的电压降。
36.根据权利要求34的电动机，其特征在于，所述电压供给装置这样构成，以使得在所述电容装置一端及所述DC电源一端之间输出变换的DC电压，所述变换DC电压大于所述DC电源的DC电压。
37.根据权利要求30的电动机，其特征在于，每个所述第一功率放大装置具有作为寄生器件反向地连接在每个所述第一功率晶体管的电流输入端及电流输出端之间的第一功率二极管，及每个所述第二功率放大装置具有作为寄生器件反向地连接在每个所述第二功率晶体管的电流输入端及电流输出端之间的第二功率二极管，及所述电动机还包括电源开关装置，用于当所述DC电源关断时，关断所述DC电源的正端侧及所述Q个第二功率放大装置的电流输入端侧之间的供电路径，及电压输出装置，用于当所述DC电源关断时输出对所述多相绕组的多相反电势进行整流所获得的整流DC电压。
38.根据权利要求30的电动机，其特征在于，每个所述第一功率晶体管是第一FET功率晶体管，每个所述第二功率晶体管是第二FET功率晶体管，及所述关断晶体管是FET关断晶体管。
39.根据权利要求30的电动机，其特征在于还包括单芯片集成电路，用于将所述第一功率晶体管、所述第二功率晶体管、所述旁路晶体管、所述关断晶体管及至少一个半导体元件全都集成在一起，所述二极管装置包括寄生二极管元件，每个形成为从每个所述第二功率晶体管的电流输出端到电流输入端的寄生器件。
40.一种电动机，包括可动体，多相绕组，用于供给DC电压的电压供给装置，Q(Q2或更大的整数)个第一功率放大装置，每个包括第一NMOS-FET功率晶体管，并形成从所述电压供给装置的负输出端侧到所述多相绕组中一个的电流路径，Q个第二功率放大装置，每个包括第二PMOS-FET功率晶体管，并形成从所述电压供给装置的正输出端侧到所述多相绕组中一个的电流路径，交变信号产生装置，用于产生多相交变信号，第一分配控制装置，用于响应所述交变信号产生装置的输出信号控制来自所述Q个第一功率放大装置的电流的分配，第二分配控制装置，用于响应所述交变信号产生装置的输出信号控制来自所述Q个第二功率放大装置的电流的分配，电源开关装置，它具有PMOS-FET功率晶体管，用于当所述DC电源接通时，连接所述电压供给装置的DC电源的正端侧向所述Q个第二功率放大装置的电流输入端侧的供电通路，及当所述DC电源关断时，断开所述DC电源的正端侧向所述Q个第二功率放大装置的的电流输入端侧供电通路，及电压输出装置，用于当所述DC电源关断时，输出对所述多相绕组的多相反电势进行整流所获得的整流DC电压。
41.根据权利要求40的电动机，其特征在于，所述第一分配控制装置及所述第二分配控制装置借助所述第一NMOS-FET功率晶体管或所述第二PMOS-FET功率晶体管响应指令信号来控制合成电流，并使所述第二PMOS-FET功率晶体管或所述第一NMOS-FET功率晶体管在所述PMOS-FET功率晶体管连接到供电通路时执行饱和操作，及各在导通周期中具有电阻性压降。
42.根据权利要求40的电动机，其特征在于所述电压供给装置包括用于存储磁能的电感装置，用于存储电能的电容装置，具有开关晶体管的开关装置，它的电流输出侧连接到DC电源的负端侧，及电流输入端侧连接到所述电感装置的一端，并执行电源通路的高频开-关控制，以从所述DC电源对所述电感装置补充磁能，及电流通路形成装置，它借助于相对所述开关晶体管开-关操作互补的关-开操作形成从所述电感装置到包括所述电容装置的电路的电流通路，及所述电压供给装置这样构成，以使得在所述电容装置一端及所述DC电源一端之间输出变换的DC电压，并将所述变换的DC电压供给所述Q个第一功率放大装置及Q个第二功率放大装置。
43.根据权利要求42的电动机，其特征在于，所述开关晶体管的开关操作这样被控制，以使得响应所述第一NMOS-FET功率晶体管或所述第二PMOS-FET功率晶体管的压降。
44.根据权利要求42的电动机，其特征在于，电压供给装置这样构成，使它能在所述电容装置的一端和所述DC电源的一端之间输出所述变换的DC电压，及所述变换DC电压大于所述DC电源的DC电压。
45.根据权利要求40的电动机，其特征在于还包括旁路开关装置，用于阻断或连接所述电压供给装置的正输出端侧及所述多相绕组共同端侧之间的电流通路；及关断装置，用于执行或停止从所述Q个第二功率放大装置到所述多相绕组的电流供给。
46.根据权利要求40的电动机，其特征在于，每个所述第一功率放大装置包括具有所述第一NMOS-FET功率晶体管的第一FET功率电流镜电路，及每个所述第二功率放大装置包括具有所述第二PMOS-FET功率晶体管的第二FET功率电流镜电路。
47.根据权利要求40的电动机，其特征在于，所述PMOS-FET功率开关晶体管这样反向地连接，以形成从所述PMOS-FET功率开关晶体管的电流输入端侧连接到电流输出端侧的寄生二极管器件。
全文摘要
开关控制部分310检测FET晶体管81至83的电压降,响应与电动机运动同步变化的调制信号输出开关控制信号Vd及检测的操作电压。开关晶体管61的操作响应开关控制信号Vd被控制,用来控制电压转换部分52的变换DC电压。电压变换部分的变换DC电压供给功率放大部分11至17。功率放大部分由FET功率电流镜电路构成,模拟地改变从电压变换部分的变换DC电压到三相绕组的电流路径,使绕组驱动电流I1、I2及I3的波动减小并使电机的振动量减小。
文档编号H02M7/5387GK1201290SQ9810805
公开日1998年12月9日 申请日期1998年2月7日 优先权日1997年2月7日
发明者后藤诚 申请人:松下电器产业株式会社