专利名称：无损耗电子转换开关的制作方法
技术领域：
本发明涉及所谓的“转换辅助”的装置，适用于改进通常的半导体器件、“双极”晶体管、“MOSFET”晶体管、闸流管、IGBT等的特性，所述器件是用在电能的转换中，而且事实上受到通过电抗性负载的电流的转换对它们起的作用的影响。
事实上，在这些情况下，功率双极晶体管的性能不完全像一个转换器，而且在完全没有转换辅助装置时，它表现出
图1所表示的电压/电流曲线。图1所展示出的是由剖面线三角形ABG所体现的导通损耗和由剖面线三角形EFH所体现的阻断损耗。
同样，图2表示一个在这同样条件下使用的场效应MOS晶体管所记录的损耗。
在以上情况下，导通损耗几乎为零而由剖面线梯形D’E’F’H’表示的阻断损耗仍然很大。
附带说一下，在这里指出下面一点是有用的，即在恒定的转换功率时，由剖面线三角形A’D’H’表示的场效应晶体管的导通损耗比被限制在剖面线梯形CDGH所占据的较小面积上的双极晶体管的导通损耗更大。
现有技术描述了各种不同的半导体转换辅助装置，但作为低Knoll损耗网络的例外，这些装置中没有一个改善了能量效率。
事实上，这些装置中的大部分只是在一种不危险的形式下耗散和上述剖面线三角形相对应的全部能量。
一个这样的解决办法，尽管不够简单明了，仍然表现出有使这样保护着的半导体能够避免受到楞次定律的破坏作用的不可否认的优点。
至于复杂的Knoll电路，它被保留作很专门的应用，这些应用能够支持它需要的所有构成部分的增添所决定的体积和成本的增加。
由于这些原因，按照现有技术的复杂的转换辅助装置未被保留在价格低廉的追求大力简化、追求高的能量效率的有市场的电路中。
这样，在小转换器的制造中，应该采用权宜的办法以较低价格解决此问题。
此技巧在图3上表示的非常标准的转换器的构成中体现。
此转换器具有一种电容半桥式结构，其第一个分枝由两个串联安装的电容器5a和5b组成，而第二个分枝由串联安装的晶体管1a和1b组成，分别和“自由轮转”的两个二极管2a和2b并联联接。
至少包括有一个电感的一个电抗性负载4被连接在桥的上述分枝的每个中点之间。
极化公共端子6a和6b被连接到一个能提供适宜于被“划分”的连续能量的供电电源。
晶体管1a和1b用一个这里未表示出的控制方法周期性地被交替导通。
在这种情况下，一个频率可以很高的交变电流会穿过负载4。
如果这样实现的电路被装置在此，则可以发现图1表示的各种损耗，并且该电路在长时间工作后不能不大量发热，其累积结果立即会引起作为转换器使用的半导体的损坏。
由于电容器3，被连接在由晶体管1a和1b组成的桥的上述分支的中点之间的所说的“缓冲器”，如图4所示，缩小三角形损耗区变得有可能。
正如从此图上可见，电容器3实际上与电流Ic的dI/dt无关，但与电压Vce的dV/dt有关。
这样一来，先前具有几乎为距形的电压信号Vce这时具有几乎为等腰梯形的形状。
可归因于存在此“缓冲器”的确定结果如下a)大大缩小损耗面积A”B”G”和E”F”H”，b)对于在这种条件下使用的半导体而经常具有严重危险的“交叉导电”的危险的降低，c)应能支持组成该所说的半导体的硅“晶片”的薄片的电位梯度的降低。
完成上述“缓冲器”的功能，与其并联联接有一个高值电阻7。
此电阻可以排除在每个半波之间在电容器3中支持着二极管2a和2b的整流负载。
如果一个这样的装置在极低功率的应用中运行得足够正确，它总是表现出以下的重大缺点a)当负载4的组成电感中使用的磁性材料暂时饱和时，该装置加电压时“交叉导通”的重大危险，b)由于上述原因而要求有低转换时间和超大尺寸几何形状的半导体的必要，c)意味着热耗散量最低的高的转换损耗，d)有争议的能量效率，e)通常的随机可靠性，f)原则上和该所述的半导体的质量有关的相当高的总成本。
按照本发明的该装置能够基本上根除上面指出的各种缺点。
为此，本发明提出一种对一种被用作转换器的受控半导体进行开关的转换辅助装置，用于经一个电抗性负载保证对连接在两个端子之间的直流电源输出的电流按照加在负载的一个电极和半导体的一个公共极之间的分割电压进行分割。该装置的特征在于它包括有-一个信号发生器，用在因分割电压将负载电极和受控半导体的公共电极分隔开的部分而进入导通状态之时，-一个补偿模块，将该信号发生器连接到该受控半导体的负载的电极，该信号发生器可以通过补偿装置将一个和分割电流几乎同相位的电流信号加到上述部分上，并重叠到此分割电流上与其逐点相加，这样相加的总电流在转换期间和分割电压信号不会有任何重迭，这能够缩小半导体分别在开关转换期间所产生的电损耗的面积。
本发明的其他各个方面和优点将通过阅读随着本发明的作为非限制性例子给出的各种特殊实现方式的详细说明而变得更清楚。该说明参照各个附图，其中的图1至图4已经作了说明-图1表示一只典型的双极功率晶体管在没有任何转换辅助装置时的电压/电流曲线；-图2表示一只典型的MOSFET晶体管的和图1的曲线类似的曲线；-图3简略表示只有着电容半桥式结构的典型转换器的电路；-图4表示和图1的曲线类似的曲线，和图3的电路相对应，-图5是在本发明的一种实现方式中的一个转换辅助装置的电接线图；-对于按照本发明的上述特殊实现方式的转换辅助装置，图6表示和图4的电压/电流曲线类似的曲线，以及由图5的周期信号发生器9的输出端送出的电流19b的演变；-图7表示在按照本发明对能量损耗进行补偿之后图6的曲线的结果；-图8至图12分别是在本发明的第二、第三、第四、第五和第六种实现方式中的一种转换辅助装置的电路图；-图13是在本发明的一种实际的实现方式中的一种转换辅助装置的电路图；-图14至16表示在图5的负载4’和半导体模块转换器11中二极管10中的电流的变化，以及在一个实现方式中模块11的集电极-发射极电压和电流；-图17和18是在转换器模块11的两种实现方案中的图5的转换辅助装置的电路图；图5的实现方式可以推广到按照现有技术已知的构成例如所述的“积累”和“直接隔离”型的单晶体管转换器、所述的“推挽”、“半桥直接非对称”和“电容半桥”型的双晶体管转换器、四晶体管转换器以及还有所述的“全桥式”转换器的所有结构。
在此实现方式中，要分割的连续能量被加在极化公共端子8a和8b之间。
在端子8a和8b之间，分别串联安装有一个电抗性负载4’和一个半导体转换器模块11。
负载4’的非公共端子4b’被连接到半导体转换器模块11的负载电极11a，而其公共电极11c被连接到该所述的极化公共端子之一上。
一个控制信号发生器9由端子8a和8b之间可用的能量供电。
该所述的控制信号的送出是从输出端9a和9b进行的。
端子9a被连接到半导体11的控制电极11b，并向该控制电极11b送去一个幅度和时间长度合适的信号，保证使分隔开负载电极11a和公共电极11c的部分能周期性地导通，因而使通过电抗性负载4’的电流也周期地导通。
是否和半导体11反向平行安装一个“续流”二极管12，可以自行决定。
同样可以自行决定，可以将一个所述的“缓冲器”的低值电容器3’的电极之一连接到负载4’和半导体11上的公共端子8c，该电容器的第二个电极被连接到该所述的极化公共端子之一上。
正如联系图4所说明的，电容器3’会影响周期性地加在半导体11的电极11a和11b之间的电压信号的dV/dt。
图5的电路还包括有一个二极管10，该二极管被适当极化，被连接在周期信号发生器9的输出端9b和半导体11的负载电极11a之间。
选择一个所述的“慢速的”二极管10很有好处，也就是说表现出一个较高的反向恢复时间trr。作为例子，对于一个慢速二极管，trr处于0.5μs和10μs之间，而对于一个所述的“快速的”二极管trr约为50ns，而对于一个所述的“半快速的”二极管，trr处于200至500ns之间。
二极管10被极化，使得在负载电极11a上存在的信号不能通过该二极管，而输出端9b送出的信号I9b能够无衰减地到达该所述的负载电极。
输出端9b送出的信号I9b是一个极性与影响穿过电极11a和11c之间的电流I11ab的周期信号的信号的极性相同的周期信号。
另外，优先地，可以将相应于在上述电流周期信号之间可能存在的相位差的该时间长度限定在一个低值，即几十到几百毫微秒。
另外，优先地，输出端9b送出的信号I9b具有和作为穿过电极11a和11c之间的电流I11ab的周期信号的特征的信号基本上相等的幅度和时间长度。
在这些条件下，在没有二极管10时，当该装置被加上电压并开始工作时，在电极11a和11c之间记下的电压/电流信号分别遵循表示在图6上的实曲线V11ab和I11ab。这些曲线类似于表示在图4上的Vce和Ic。
图6可以估算这种电路的转换损耗。这些损耗由剖面线区域代表。
相反，在二极管10存在时，从输出端子9b送出的信号被加到电极11a上。
如果此信号对发出的命令有较强响应，则遵循图6上以虚线表示的曲线I9b。
正如这里看到的，该所述的信号的起始点和周期和信号I11ab几乎合在一起。
该两个电流信号I11ab和I9b被加在负载电极11a上，这时形成将在负载电极11a和半导体11的公共电极11c之间穿过的实际电流。
此总和电流的图像由图7上的曲线Is表示。因而有Is=I11ab+I9b。
来自半导体11的自然转换的电流I11ab和由发生器9的端子9b送出的同样极性的电流I9b的相加可以得到开启时和关闭时的现有技术所不知道的电压/电流特性。
为了得到这一结果，必要的是图6的信号I9b要始终适当成形，这特别是等于说，和其负的伪半周中的每一个相对应的面积要在时间上适当分布且保持有一份能抵消和它相反的电流I11ab引起的任何损耗的面积的能量。
这样，在图6表示的例子中，由发生器9的端子9b经二极管10向负载电极11a送出的电流相对于起始轴OO’具有面积J和K。面积J和K对应的能量的极性和在分别面向它们并且代表会浪费半导体管芯11的上述各种转换损耗的面积J’和K’中的连续能量的极性相反。
在这些条件下，如果面积J以绝对值代表一个至少等于面积J’中的连续能量但符号相反的能量，此二量同相且相互抵消，因而半导体11在关闭时记录的损耗被消除了。
同样，如果在面积K中包含的能量的绝对值至少等于面积K’表示的极性相反的能量的绝对值，此二量相互抵消且该半导体11开启时记录的损耗同样被消除了。
借助于一个示波器，其两个探针检测分别穿过图5上指出的点13a和13b的电流，很容易得到对此结果的演示。
如果探针定向正确，得到的图像和图6上的各曲线相似。
如果这时对曲线I11ab和I9b逐点实现电子加法，这时可以得到和图7的各曲线相似的图像，但该所述的示波器的第三通道装备有一个电压探针，此探针被连接在公共电极11c和半导体11的负载电极11a之间，给出分割电压V11ab的图像。
图7清楚表示出在原点轴OO’上代表零功率的两个线段LM和NP。
图14表示两个曲线，其中一个表示在二极管10中电流IDiode的变化，而另一个表示负载4’中电流ILoad的变化。
图15同样表示在一种其中模块11包括有一个双极晶体管的专门实现方式中，作为参考标准的IDiode的变化，以及表示具有半导体11的转换模块中电流Itransistor的变化的第二根曲线。在另一些实现方式中，模块11可以包括一个场效应晶体管，或者作为非限制性例子，还有IGBT类型。
图16表示两种曲线，其一表示在模块11的晶体管的集电极和发射极之间的VTCE电压的变化，而另一个表示在此同样的集电极和发射极之间电流ITCE的变化。
这些曲线全都来源于同步信号并被表示在被包括在转换器11关和开之间的时间间隔上。
除转换时间外，电压VTCE和在输出端9a处送出的控制电压同步，它可以被认为是低的或可以忽略的。
图16说明在模块11的晶体管关闭和开通时(例如见图16上的D点)得到的“空载时间”(dead times)。
正如图17和18所说明的，对于模块11的双极晶体管来说，可能有两种结构形状。
如图17所表示的，模块11的双极晶体管可以按共发射极方式进行连接和工作。用一种场效应晶体管或从IGBT类型也可以得到同样的结构。在此种结构中，控制电流I9b和电流ITCE同相。如果再有该负载4’是电感性的，二极管10起“续流”二极管的作用，而一个负脉冲被从负载4’发送给它，这能减弱控制电流I9b并通过累积效应阻断晶体管11的电流。这个的结果是减少转换时间。在此情况下并参照图10和17，由端子9b送至二极管10的阳极的电压和端子9a传送的电压同相，参看图10绕组15b、15c的耦合。
按照如图18所表示的变化例，模块11的双极晶体管可以按照共基极方式连接和工作。控制电流I9b这时和集电极-发射极电流ITCE的相位相反。此变化例特别有用，因为由它可以获得短得多的转换时间，并可以提高转换频率。在这种情况下并参照图11和18，由端子9b送至二极管10的正极的电压和端子9a传送的电压反相，参看图11绕组19b、19c的耦合。
连接到各补偿器部件的半导体11因而变成一个接近完善的转换器模块。
事实上，不用求助于任何常规的转换辅助装置，这时半导体11能通过电抗性负载4’对一个很大幅度的电流进行转换，无论开通时或是关闭时都不会观察到电流/电压的任何恢复。
此简单装置的应用是普遍的。它特别可用于所有的转换半导体。
图8表示本发明的目标装置的第二种实现方式。
和在第一种实现方式中一样，低电压发生器9不再是独立的，而分别加到控制电极11b和负载电极11a上的各信号从包括在负载4’中的感抗或容抗上取出。
为此预备有两个补充输出端子4c’和4d’。此两个端子带有一个和上述公共极化端子中之一共同的返回端子4e’。
被连接到控制电极11b的端子4c’向该控制电极送去一个能保证维持半导体11的周期导通的信号，而端子4d’经适当极化的二极管10送去一个和图6表示的曲线I9b类似的电流信号。
此实现方式可以得到已经说明的实现方式产生的结果类似的结果。
图9表示本发明的目标装置的第三种实现方式。
按照此种实现方式，要加到控制电极11b和负载电极11a的信号的送出不再是从和负载4’中包括的各电抗元件的某一个耦合的任何一种装置得到的，而是从一个小的电流变压器14得到，该变压器的原级和负载4’的端子之一串联连接。
如以前那样，该变压器14被配备有两个输出端14a和14b，所述输出端14a和14b都有一个和上述各公共极化端子中之一共同的返回端子。
被连接到控制电极11b的端子14a可以保证维持半导体11的周期导通，而端子14b经适当极化的二极管10送出一个和图6所表示的曲线I9b类似的电流信号。
此实现方式可以得到和前面说明的各个实现方式产生的类似的结果。除有赖于使用控制变压器14之外，同样由图6表示的关闭时的损耗面积J’几乎不存在，因此，负的能量面积J的产生成了多余的。
图10表示本发明的目标装置的第四种实现方式。
按照此实现方式，电抗性负载4’归结为一个变压器15，该变压器的原级15a和按照所述的“共发射极”方式安装的双极晶体管11’的集电极-发射极区间串联连接。
被耦合到所述的原级并相对原级适当取向的次级15c在几个伏的电压下为维持一个这样的工作于自激振荡器方式的电路的周期导通向该所述的晶体管的基极送去必要的反馈电流。
和绕组15c作串联连接的电阻17将上述反馈电流限制在一个适当值。
次级15b也向它送去一个和前一个电压同相的几伏的电压；此电压至少应等于二极管10的特征电位Vf和晶体管11’的Vcesat之和，这使得这样建立的串联电路能够通有其数值被电阻18限定在一个适当幅度的电流。
这样建立的、按照本发明的该装置按前面说明的进行工作。
绕组15b送出的很低的电压使得可以产生一个电流，该电流在通过适当极化的二极管10后和图6表示的电流I11ab按相位相加，这使得在晶体管11’中产生一个和图7所表示的一样的集电极电流。
按照本发明的该装置所转换的能量在属于变压器15的次级15d的端子16a和16b之间传送。
图11表示本发明的目标装置的第五种实现方式。
按照此实现方式，要求的转换器装置是一个按照所述的“共基极”方式连接的双极晶体管11’。
被保留的电路是一个如前所述使用一个控制变压器19的自激振荡器。
此电流变压器的原级19a和电抗性负载4’及该所述的晶体管的集电极-基极结作串联连接。
加到在这里起控制电极作用的发射极的电流是从反馈绕组19c得到的。该反馈绕组相对该所述的原级适当定向，送出一个几伏的电压，能够使一个电流穿过晶体管11’的基极-发射极结和将该所述的电流限制在一个选定值的电阻17’。
和以前一样，次级19b送出一个很低电压，向包括二极管10和晶体管11’的集电极-基极结的电路供给一个和上述曲线I9b一样的电流，使该结处于导通状态。
和二极管10串联安装的电阻18’将该所述的发射极的控制电流的幅度限制在一个适当的值。
在此实现方式中，分别由次级19b和19c送出的信号的相位相反，考虑到了使用所述的“共基极”的电路。
从此实现方式得到的结果和早先说明过的一样。
图12表示本发明的目标装置的第六种实现方式。
按照此实现方式，和以前完全一样，主要差别在于该双极晶体管11’被由参考标号11”所表示的所述的“功率MOS”晶体管所代替。
在这种情况下，该反馈绕组19c向晶体管11”的栅极送去一个控制信号，该控制信号能够维持该所述的晶体管的漏-源结的周期导通。
并联安装在栅极和源极之间的电阻17”限制加在这两个电极之间的电压。
次级19b送出一个很低的电压，向包括二极管10和该所述的晶体管的漏-源区间的电路供给一个和上述的曲线I9b一样的电流。
电阻18’将该所述的电流的幅度限制在一个选定值。
从此实现方式得到的结果仍然和前面说明的一样。
图13表示本发明的目标装置的一种实际的实现方式。
此种实现方式要求由图3表示的电容半桥式结构。
该所述的桥的无源分支由串联安装的两个电容器5a’和5b’构成，而其有源分支由串联连接并按照所述的“共基极”方式安装的两个晶体管1a’和1b’构成。
在桥的每个所述的分支的中点之间连接有一个由控制变压器20的初级20c和包括有被连接到电容器22的电感21的串联振荡电路构成的串联电路。
每个该所述的晶体管的集电极-基极区间的交替周期导通由变压器20的次级20b和20e维持，这两个次级分别将一个相位相反的信号送至每个该所述的晶体管的发射极-基极结。
在这些条件下，在将端子8a和8b加上电压并加上一个由在此未作说明的装置提供的启动脉冲后，如此构成的半桥可以按照主要取决于作为串联振荡电路的特征谐振频率的周期进入振荡，该串联振荡电路包括有电感21和电容器22，在电容器22的各该端子之间连接有放电管23，放电管23代替了输出负载。
变压器20的次级20a和20d送出电压很低的信号，它们是相位相反的。
这些信号中的每一个经二极管10a和10b分别被交替加到晶体管1a’和1b’的集电极-基极结上，而此结则处于导通状态。
电阻18a和18b将该所说的信号的电流值限制在一个适当值。
由此，有可能给每个处于导通状态的集电极-基极结提供一个和图6表示的曲线I9b一样的电流。
此电流被加到晶体管1a’和1b’中每一个的自然转换电流上，能够重新建立一个和图7表示的曲线Is类似的集电极-基极电流。
如前所述，此装置可以消除几乎全部对按照现有技术建造的此种装置有影响的转换损耗。
按照本发明的该装置能够使用所有类型的可能被用作转换装置的半导体。
另一方面，此装置适用于所有已知的转换器结构，无论这些转换器是要求一个还是多个转换开关装置。
在大多数应用中，在被指定有大的恢复时间“trr”的“慢速”模式中选择二极管10、10a和10b可以得到处最好的结果。
事实上，是使用这种类型的二极管，使得能得到给出最大表面的负极性面积J或K，这可以增加线段LM和NP的长度。
这样，按照现有技术在该装置中所遇到的重大缺点求助于本发明几乎可以完全消除。
这特别意味着没有任何“交叉导通”的危险，并且几乎完全消除如此使用的半导体的转换损耗，损耗只受不可阻止的剩余损耗的影响，这种损耗很弱，主要决定于一个双极晶体管的Vce(sat)、决定于MOSFET功率晶体管的Rds(on)和一个闸流管的Vt。
按照本发明的该装置，如说明过的那样，可以用于要求使用半导体作为转换装置的任何种类的转换器的制造。
这些转换器，由于在现有技术中从未见过的它们的可靠性、它们的能量效率和功率密度，以及由于它们低廉的成本，它们能够顺利地进入建造分区供电系统、电子变压器、“电子镇流器”、高分辨率电视机的偏向系统、“喷射等离子体”汽车点火器，等等。
正如理所当然且正如从前面所述已经得到的结果那样，本发明不只限于其已经详细考虑过的应用和实现方式中的那些，相反，它还包括所有各种变动方案。
权利要求
1．开启和关闭一个被用作转换开关装置的受控半导体(11)的转换辅助装置，用于通过一个电抗性负载(4’)保证对被连接在端子(8a)和(8b)之间的一个连续供电源送出的电流，基于一个加在负载电极(11a)和受控半导体(11)的公共电极(11c)之间的分割电压进行分割，该装置的特征在于它包括有-一个信号发生器(9)，将负载电极(11a)和受控半导体(11)的公共电极(11c)分隔开的部分借助于该所述的分割电压进入导通，-一个补偿装置(10)，将该信号发生器(9)连接到该所述的受控半导体(11)的负载电极(11a)，该所述的信号发生器(9)能够通过该所述的补偿装置(10)将一个几乎与分割电流(I11ab)同相的电流信号(I9b)加到该所述的部分上，并重叠在此分割电流上与其逐点相加，该所述的相加的的总电流在转换开关期间分割电压信号没有任何恢复，这使得可以消除半导体(11)当其转向开启和转向关闭时引起的电气损耗的面积。
2．按照权利要求1的装置，其特征在于，该信号发生器(9)是由供电端子(8a)和(8b)独立进行供电的。
3．按照权利要求1的装置，其特征在于，该低电压电流信号(I9b)由被耦合到在电抗性负载(4’)中内附的一个电感元件或一个电容元件的一个输出端(4d’)送至负载电极(11a)，在此最后一个上提取一个相位和幅度适当的信号。
4．按照权利要求1的装置，其特征在于，该低电压电流信号(I9b)由被耦合到一个电流变换器(14)的一个输出端(14b)送至负载电极(11a)，该电流变换器(14)的另一个输出端(14a)适宜于向一个控制电极(11b)送出一个能保证该半导体(11)的周期导通的信号。
5．按照权利要求1、2或3的装置，其特征在于，被用作转换装置的半导体(11)是一个所述的“双极”晶体管(11’)，该晶体管按照所述的“共发射极”方式连接，这意味着存在续流二极管(12)，该二极管和该所述的晶体管(11’)的集电极-发射极部分作反向并联安装。
6．按照权利要求1、2或3的装置，其特征在于，被用作转换装置的半导体(11)是一个所述的“双极”晶体管(11’)，该晶体管按照所述的“共基极”方式连接，该装置还包括有一个带有次级(19b)和(19c)的控制变压器(19)，该所述的“共基极”方式意味着分别由次级(19b)和(19c)送出的信号是相位相反的。
7．按照权利要求1、2或3的装置，其特征在于，被用作转换装置的半导体(11)是由一个所述的“MOSFET”的功率晶体管(11”)构成的。
8．按照权利要求1、2或3的装置，其特征在于，被用作转换装置的半导体(11)是由一个名为“IGBT”的复合器件构成的。
9．按照权利要求1、2或3的装置，其特征在于，被用作转换装置的半导体(11)是由一个所述的“闸流管”的可控整流器构成的。
10．按照权利要求1至9中的任何一个的装置，其特征在于，进入只需要唯一一个半导体(11)用作开关设备的变换器的制造，特别是在所述的“累积”式和“直接绝缘”式的结构中。
11．按照权利要求1至9中的任何一个的装置，其特征在于，该装置进入电视接收机的扫描电路的制造。
12．按照权利要求1至9中的任何一个的装置，其特征在于，该装置进入所述的“喷射等离子体”的汽车点火器的制造。
13．按照权利要求1至9中的任何一个的装置，其特征在于，该装置进入要求使用两个半导体(11)的变换器的制造，这些半导体被使用在所述的“直接非对称半桥式”、“电容器半桥式”和“推挽式”结构中。
14．按照权利要求1至9中的任何一个的装置，其特征在于，该装置进入要求使用四个、六个或更多半导体(11)的变换器的制造，这些半导体被使用在所述的“完全桥式”的结构中。
15．按照权利要求10、13或14的装置，其特征在于，该电抗性负载(4’)包括有一个并联或串联谐振电路，该电路包括有一个电感(21)和一个电容器(22)，它们的谐振得到利用，特别是用于启动和维持放电管(23)的电流。
16．按照权利要求1至15中的任何一个的装置，其特征在于，可以运用低电压电流信号(I9b)的设备是一个二极管(10)、(10a)或(10b)，二极管被适当极化，只少许减弱该所述的信号，禁止负载电极(11a)上存在的高电压信号再回到送出信号(I9b)的端子。
17．按照权利要求16的装置，其特征在于，二极管(10)、(10a)或(10b)是在给出高的反向恢复时间“trr”的所述的“慢速”的类型中选取的。
全文摘要
本发明涉及开关辅助装置,用于减少用作切断通过电抗性负载的电流的开关设备的一个半导体记录的损耗。所述的装置使得能够完全消除所述的开启损耗,以及或许消除关闭损耗。该装置使用一种低电压电流信号(I9b)加到隔开负载电极和所述的半导体公共电极的部分上,以便按相位加到由普通开关产生的一个电流信号(I11ab)上。所述的加法使得能够产生一个复合的电流信号,此信号能消除现有技术中记录的损耗区域(J’、K’)的存在。所述装置可以到处适用于作动力开关:所有类型的转换器、分区供电、电子变压器、电视转换开关、汽车点火器等。
文档编号H02M7/5383GK1299534SQ9881412
公开日2001年6月13日 申请日期1998年5月25日 优先权日1997年5月21日
发明者亨利·德·莫雷·库里尔 申请人:Snch.B.工业公司