跨导放大器162的简化原理图。在图 4C中，示出了跨导放大器162的静态I-V特性。在图4D中，示出了跨导放大器162的动态 特性。
[0063] 如果在跨导放大器162的输入处提供了足够的差分电压，则跨导放大器162允许 偏置电流ICHG被完全切换到输出节点。该差分电压是由增益可W被调整为使死区时间检 测器152的速度最优化的电压放大器160提供的。等于（-IDSC)的负电流总是出现在跨导 放大器的输出节点。可W选择ICHG与IDSC之比W如下所示地调节期望的死区时间。
[0064] 在图3中，死区时间检测器152的输出被供应给自适应定时器154和156。自适应 定时器154和156中的每一个分别仅在一个VLX转变（低到高或高到低）期间控制死区时 间。自适应定时器154和156的其中之一（例如，自适应定时器154)在PWM脉冲为逻辑高 时被启用，而另一个自适应定时器（例如，自适应定时器156)在PWM脉冲为逻辑低时被启 用。
[0065] 现在参考图5,示出了自适应定时器154。自适应定时器156的操作类似于自适应 定时器154的操作，并且因此不进行描述W避免重复。例如，自适应定时器154用于低到高 VLX转变。自适应定时器154包括窗口发生器200、积分器202W及差分电压-时间转换器 204。
[0066] 窗口发生器200包括在该示例中由PWM脉冲的上升沿触发的定时器。窗口发生器 200在PWM脉冲的上升沿处产生具有持续时间或脉冲宽度Tw的脉冲或时间窗口。时间窗口 的持续时间Tw小于PWM脉冲的持续时间或脉冲宽度。
[0067] 积分器202接收由死区时间检测器152产生的电流信号I0UT化及由窗口发生器 200产生的脉冲（时间窗口Tw)。积分器执行电流信号I0UT在时间窗口Tw上的加权时间 积分并且根据W下方程输出电压VH0LD:
[0068]
[0069] 其中，to为积分开始（例如，PWM信号的上升沿）的时间点，并且a为加权因数。 仅在时间窗口 [t0，t0+Tw]期间进行积分。
[0070] 电流信号I0UT仅在死区时间期间具有等于（ICHG-IDSC)的正幅值并且在其它时 间具有等于（-IDSC)的负幅值。因此，一旦PWM脉冲变为逻辑高（即，在时间窗口Tw的起 始或时间点t。)，瞬时电压VH0LD就开始下降，因为部分积分结果为负。如果在时间窗口Tw 期间出现死区时间，则幅值（ICHG-IDSC)的正电流脉冲由死区时间检测器152产生，并且瞬 时电压VH0LD开始上升。在稳态操作中，电压VH0LD在整个时间窗口Tw上的积分值不发生 变化，因为它由系统来调节并且必须满足W下方程；（1) IdscXT"=IchgXT^em,
[0071] 该是基本设计方程，用W确定作为时间窗口Tww及充电和放电电流的函数的经 调节的死区时间。即，期望的死区时间可W通过选择和Ids。来实现。方程（1)示出 经调节的死区时间与开关调节器的开关频率无关。
[0072] 平均电压VH0LD由自适应定时器154的控制环来限定。如上所述，平均电压VH0LD 从死区时间检测器152所输出的电流信号I0UT的积分获得。平均电压VH0LD还确定了高 侧和低侧开关的接通和关断时刻，其反过来限定了经调节的死区时间。
[0073] 差分电压-时间转换器202将平均电压VH0LD与参考电压VREF进行比较。差分 电压-时间转换器202基于差分电压（VH0LD-VRE巧来产生实际接通和关断信号DH0N和 化OFF。因此，在自适应定时器154的控制环进行调节时，差分电压（VH0LD-VRE巧被不断调 整W调节期望的死区时间。
[0074] 现在参考图6A，详细解释了自适应定时器154的操作。系统W电压VH0LD= 0V开 始。因此，在PWM变为高之后关断信号化OFF立刻变为高，而接通信号DH0N在很长的延迟 之后才变为高。在该状况下，死区时间可能大于期望的值。因此，从死区时间检测器152接 收的电流信号I0UT在整个时间段Tw上的积分为正并且使电压VH0LD增大。
[007引一旦电压V册LD增大，接通信号畑ON的延迟下降。类似地，关断信号化OFF的延 迟增大。当电压VH0LD等于参考电压VR邸时，接通信号DH0N和关断信号化OFF的延迟相 等（在图6A中被称为交叉延迟）。差分电压-电流转换器204可W被设计为使接通信号 DH0N和关断信号化OFF的延迟接近电压VH0LD等于参考电压VREF时的最小值。因此，当 电压VH0LD增大到参考电压VR邸时，关断信号化OFF的延迟可W被假定为基本维持恒定。 当电压V册LD增大到参考电压VREFW上时，可W观察到类似的行为，但是D册N和化OFF的 作用被反转。图6A中示出了差分电压-时间转换器204的实际形式的特性的图示。出于 比较的目的，图她中示出了差分电压-时间转换器204的理想形式的特性。当VH0LD等于 VREF时，差分电压-时间转换器204的理想形式具有零最小延迟和零延迟。此外，从最小到 最大延迟的转变为线性。W接近差分电压-时间转换器204的理想形式的特性为目标，可W实现差分电压-时间转换器204的不同电路实施方式。设计权衡由整体系统准确度、线 性度、消耗和占用面积来驱动。
[007引在图3中，自适应定时器154和156中的每一个输出两个信号港通信号和关断 信号。自适应定时器154输出用于高侧开关的接通信号DH0N和用于低侧开关的关断信号 化OFF。自适应定时器156输出用于低侧开关的接通信号化ON和用于高侧开关的关断信号 DH0FF。来自自适应定时器154和156的该些信号被输出到控制器158。控制器158产生用 于高侧和低侧旁路元件的实际口驱动信号值皿RV和DLDRV)。
[0077] 控制器158还接收来自高侧和低侧驱动器112和114的反馈信号值HF和DL巧作 为输入。该些信号值HF和DL巧是旁路元件口信号DH和化的电平移位形式。该些信号 值HF和DL巧用于防止旁路元件的交叉传导。然而，该些信号值HF和DL巧仅允许死区时 间的粗调控制，该粗调控制通常在10-2化S的范围内（或甚至更多地取决于高侧和低侧驱 动器112和114的传输延迟）。本公开内容提出的自适应死区时间控制应该重写反馈信号 DHF和DLFW进一步减小死区时间的持续时间并且提高开关调节器的功率效率。该由如下 描述的控制器158来实现。
[007引现在参考图7,详细地示出了控制器158。控制器158包括高侧控制逻辑180、低 侧控制逻辑182、和传输延迟控制逻辑184。在高侧控制逻辑180中，假设自适应死区时间 不受调节值H0N为低），如果反馈信号DLF为高（指示低侧旁路元件仍然被接通），则高侧 口驱动信号D皿RV不能被强制置高，因此防止了交叉传导。当自适应死区时间控制环进行 调节时，相对于PWM脉冲的上升沿变高的接通信号DH0N的延迟随电压VH0LD继续增大而变 小。在电压V册LD的特定电平处，接通信号D册N在DLF变低之前变高，因此允许高侧旁路 元件的接通并且重写反馈信号DLF。
[0079] 传输延迟控制逻辑184可W防止系统进入延迟模式。当使传输延迟最小化的信号 MINPD为低时，传输延迟控制逻辑184产生关断信号D皿RV0FFB和DLDRV0FFB。关断信号 D皿RV0FFB和DLDRV0FFB分别由自适应定时器154和156通过高侧控制逻辑180和低侧控 制逻辑182中的信号DH0FF和化OFF来进行控制。因此旁路元件关断可W被延迟W确保死 区时间调节。
[0080] 另一方面，当信号MINTO为高时，一旦PWM脉冲改变逻辑电平，则旁路元件被关断 (例如，一旦PWM脉冲变低，则高侧旁路元件被关断）。如上面所提到的，该可W防止死区时 间调节，但是可W确保传输延迟最小，该优化了开关调节器的暂态响应和稳定性。
[0081] 上述的原理可W被简单地延伸到图7中所示的与高侧和低侧旁路元件的接通和 关断有关的其它信号。前面所描述的控制系统W提前模式或延迟模式进行操作的能力在任 何操作状况下确保死区时间调节，因为可W在没有任何限制的情况下调整延迟。仅有的实 践限制是在系统由于外部状况而需要W延迟模式进行操作时的传输延迟的增大。
[0082] 图8和图9分别示出了在提前模式和延迟模式中的与低到高VLX转变有关的自适 应死区时间控制的波形。在图8中，通过如左箭头所指示的使接通信号DH0N提前，可W减小 死区时间TDEAD，如左箭头所指示的。在图9中，通过如右箭头所指示的使关断信号化OFF 延迟，可W减小死区时间TDEAD，如右箭头所指示的。
[0083] 现在参考图10,示出了用于调节开关调节器的死区时间和传输延迟的方法300。 在302处，在第一自适应定时器中，在PWM脉冲的上升沿产生具有预定持续时间Tw的脉冲。 在304处，当在时间窗口Tw期间出现死区时间时，可W由死区时间检测器产生第一电流脉 冲。在306处，由死区时间检测器输出的电流信号在时间窗口Tw上进行积分。在308处，在 脉冲Tw的结尾，积分器的输出电压与参考电压进行比较，并且基于比较结果而产生用于高 侧开关的接通信号和用于低侧开关的关断信号。在310处，在第二自适应定时器中，在PWM 脉冲的下降沿产生具有预定持续时间Tw的脉冲。在312处，当在时间窗口