ignal)被施加至该半导体开关Ml时,该半导体开关Ml将被导通，此时，二分之一的输入电压Vi会分别通过下列路径(以元件编号依序标示出其路径及方向)，被提供至该第一初级绕组Pl及第二初级绕组P2:
[0122](I)Vi(+)-Lrl-Pl-Ml-Cr-Lr-C3-Vi (-)；
[0123](2) Cl (+) -Lrl-Pl-Ml-Cr-Lr-Cl (-);及
[0124](3)C2(+)-Ml-Cr-Lr-C3-Lr2-P2-C2 (-)。
[0125]在该第一时区间，在电容Cl和C2放电时，该电容C3会被充电。
[0126]请参阅图4(b)所示,在第二时区间(second time interval),当一栅极驱动信号被施加至该半导体开关Ml时，该半导体开关Ml将被断开，此时，输入电压Vi和储存在变压器Tl的漏电感中的能量，将会对该箝制电容C2充电，且由于施加到第一和第二初级绕组P1、P2的电压会达到伏秒平衡，故跨在该箝制电容C2上的平均电压等于输入电压Vi。另，由于漏感能量被吸收，该半导体开关Ml的电压波形将不会产生电压突波(voltage spike),且其上所承受的电压应力(voltage stresses)将被限制在输入电压Vi的范围内。
[0127]请参阅图4(c)所示,在第三时区间(third time interval),当一栅极驱动信号被施加至该半导体开关M2时，该半导体开关M2将被导通，此时，二分之一的输入电压会分别通过下列路径(以元件编号依序标示出其路径及方向)，被提供至该第一初级绕组Pl及第二初级绕组P2:
[0128](I)Vi(+)-Cl-Lr-Cr-M2-P2-Lr2-Vi (-)；
[0129](2) C3 (+) -Lr-Cr-M2-P2-Lr2-C3 (-);及
[0130](3) C2 (+) -Pl-Lrl-Cl-Lr-Cr -M2—C2 (-)。
[0131]在该第三时区间，当该箝制电容C2和C3放电时，该电容Cl会被充电。
[0132]请参阅图4(d)所示,在第四时区间(fourth time interval),当一栅极驱动信号被施加至该半导体开关M2时，该半导体开关M2将被断开，此时，该输入电压Vi和储存在变压器Tl漏电感中的能量将会对该箝制电容C2充电，且由于施加到第一和第二初级绕组Pl和P2的电压会达到伏秒平衡，故跨在该箝制电容C2上的平均电压等于输入电压Vi。另，由于漏感能量被吸收，该半导体开关M2的电压波形将不会产生电压突波(voltage spike)，且其上所承受的电压应力(voltage stresses)将被限制在输入电压Vi的范围内。
[0133]复参阅图1(a)?图1(e)及图2(a)?图2(e)所示,本发明所示的前述逆变电路，在实际施作时，其中的半导体开关Ml、M2、M3n及M4n并不局限于使用MOSFET半导体开关，也可依实际需要，以其它类型的主动式半导体开关(active semiconductor switches)取代。
[0134]请参阅图5所示，依据图3所示的逆变电路，使用计算机程序模拟所获得的几组关键波形，包括非对称脉冲宽度调制(APffM)的两组互补且固定死区间隔的驱动信号Vgsl (D)、Vgs2(1-D)、开关电压VDsl、Vds2及输入电流Iin等的波形，以显示达成软切换操作与低输入电流涟波的性能。
[0135]请参阅图6(a)和图6(b)所示，分别为在高输入电压-轻载及低输入电压-满载的工作条件下，实作电路量测的驱动信号为Vgsl、vgs2，输入电流波形为Iin时的波形(图6 (a)及图6(b)中，CHl?CH3分别为示波器的三个channel，且Chl = Vgsl，Ch2 = Vgs2,，Ch3 =Iin, Pk-Pk为峰对峰值、Mean为平均值、RMS则为均方根值，且图6 (a)底侧的“Chl25.0V”指channel的波形为“每方格的纵向间距”为25伏特、“Ch225.0V”指channel的波形为“每方格的纵向间距”为25伏特、“Ch3500mA”指channel的波形为“每方格的纵向间距”为500毫安培、且图6(b)底侧的“Ch32.00A”指channel的波形为“每方格的纵向间距”为2安培、“M2.00 μ s”则代表“每方格的横向间距”为2微秒，此时，因为输入电流Iin为非脉动波形，电流涟波小，使用较小的电磁干扰滤波器即能令本发明的前述逆变电路满足EMI规范的要求。
[0136]请参阅图7(a)、图7(b)、图7(c)及图7 (d)所示，为图3所示的逆变电路分别工作于低输入电压-40%负载、低输入电压-100%负载、高输入电压-60%负载及高输入电压-100%负载的工作条件下的该半导体开关Ml及M2的驱动信号及电压波形(分别对应示波器的四个channel，CHl?CH4)，充分显示，本发明的前述逆变电路在上述输入电压及负载的工作条件下，分别工作在上述的条件下，能实现零电压切换(ZVS)的机制。
[0137]请参阅图8所示，依据图3所示的逆变电路，使用计算机程序模拟所获得的几组关键波形，包括接近50% -工作周期的变频(VariableFrequency, VF)控制的两组互补且固定死区间隔的驱动信号Vgsl、Vgs2、开关电压VDsl、VDs2及输入电流Iin等的波形，其充分显示能达成软切换操作与低输入电流涟波的性能。
[0138]请参阅图9(a)和图9(b)所示,依据图3所示的逆变电路在以接近50% -工作周期的变频(Variable Frequency, VF)控制，分别为在低输入电压-满载及高输入电压-轻载的工作条件下，实作电路量测的驱动信号为Vgsl、Vgs2、开关电压波形为VDsl、Vds2及输入电流波形为Iin时的波形图，因为输入电流Iin为非脉动波形，电流涟波小，使用较小的电磁干扰滤波器即能令本发明的前述逆变电路满足EMI规范的要求。
[0139]请参阅图10(a)?图10(d)所示，图10(a)?图10(d)为依据图3所示的逆变电路在以接近50% -工作周期的变频(Variable Frequency, VF)控制，分别为在低输入电压-40 %负载、低输入电压-100 %负载、高输入电压-60 %负载及高输入电压-100 %负载的工作条件下的该半导体开关Ml及M2的驱动信号及电压波形，充分显示，本发明的前述逆变电路在上述输入电压及负载的工作条件下，能实现零电压切换(ZVS)的机制。
[0140]请参阅图11所示，为图1(a)与图1(c)的元件组合，具有一中层电力单元的逆变电路及其在稳态操作(steady-state operat1n)下各阶段的等效电路,假设箝制电容Cl、C3的电容值完全相同的情形下，跨越各箝制电容Cl、C3两端的电压值将等于直流输入电压Vi的四分之一，因此,诚如图12(a)?图12(d)所示,在一稳态操作(steady-stateoperat1n)状态下，该逆变电路在一固定的开关工作周期内，将有四个操作阶段。
[0141]请参阅图12(a)所示，若半导体开关M1、M2、M31及M41分别为M0SFET，且在第一时区间，当一栅极驱动信号(gate drive signals)被分别施加至半导体开关Ml及M41时，半导体开关Ml及M41将分别被导通，此时，1/4输入电压Vi将分别通过下列路径(以元件编号依序标示出其路径及方向)，被提供至Pl及P2:
[0142](I)Vi(+)-Lrl-Pl-Ml-Lr3-C41-C3-Vi(-)；
[0143](2) Cl (+) -Lrl-Pl-Ml-Lr3-Cl (-)；
[0144](3)C2(+)-Ml-Lr3-C41-C3-Lr2-P2-C51(-)-C51(+)-C2(_);及
[0145](4)C51(+)-M41-Lr4-C3-Lr2-P2-C51(-)。
[0146]在第一时区间内，当电容C3及C41被分别充电时，箝制电容Cl、C2及C51会分别进行放电。
[0147]请参阅图12(b)所示，在第二时区间，当一栅极驱动信号分别被施加至半导体开关Ml及M41时，半导体开关Ml及M41将分别被断开，此时，箝制电容C2及C51会被该输入电压Vi及储存在该变压器Tl的漏感能量进行充电，且由于施加到第一和第二初级绕组Pl和P2的电压会达到伏秒平衡，故跨在箝制电容C2、C51及C41上的平均电压等于1/2的输入电压Vi,且跨越电容Cl及C3的平均电压(average voltages)将分别等于1/4的输入电压Vi。另外，由于漏感能量会被吸收，半导体开关M1、M41的电压波形将不会产生电压突波，且其上所承受的电压应力将被限制在1/2输入电压Vi的范围内。
[0148]请参阅图12(c)所示，在第三时区间，当一栅极驱动信号分别被施加至半导体开关M2、M31时，半导体开关M2、M31将分别被导通，此时，1/4输入电压Vi将分别通过下列路径(以元件编号依序标示出其路径及方向)，被提供至Pl及P2:
[0149](I)Vi(+)-Cl-Lr3-M31-C51-P2-Lr2-Vi(-)；
[0150](2)C2 (+)-Pl-Lrl-Cl-Lr3-M31-C2(-)；
[0151](3) C3 (+) -Lr4-M2-P2-Lr2-C3 (-);及
[0152](4)C3(+)-C41-Lr3-M31-C51-P2-Lr2-C3(-)。
[0153]在该第三时区间内，当电容Cl及C51分别被充电时，箝制电容C2、C41及C3则会分别放电。
[0154]请参阅图12(d)所示，在第四时区间，当一栅极驱动信号分别被施加至半导体开关M2、M31时，半导体开关M2、M31将分别被断开，此时，箝制电容C2及C51会被该输入电压Vi及储存在该变压器Tl的漏感能量进行充电，且由于施加到第一和第二初级绕组Pl和P2的电压会达到伏秒平衡，故跨在箝制电容C2、C51及C41上的平均电压等于1/2的输入电压Vi，且跨越电容Cl及C3的平均电压将分别等于1/4的输入电压Vi。另，由于漏感能量会被吸收，半导体开关M2、M31的电压波形将不会产生电压突波，且其上所承受的电压应力将被限制在1/2输入电压Vi的范围内。
[0155]本发明的第二实施例，单变压器的直流-交流(DC-AC)逆变电路的示意图，如图13(a)?图13(e)所示，为一具有软切换的低输入电流链波(soft-switching lowinput-current ripple)的电力逆变电路，该逆变电路初级侧的基本架构与一直流电压相并联(paralleled-connect),将输入端的直流输入电压Vi逆变成一交流电压,且通过变压器的磁耦合，输出至包括至少一第一次级绕组SI的输出端AC，该逆变电路初级侧的基本架构包括二组串联电路、一第一阻抗调节单元Zadj与一箝制电容C2，将输入电压Vi逆变成一交流电压，且通过磁耦合输出至包括至少一次级绕组SI的变压器的输出端AC，其中，该第一阻抗调节单元Zad]设有六个端子1、2、3、4、5、6，该第一串联电路与输入直流电压并联，包括一第一输入电容Cl与一第二输入电容C3,该第一输入电容Cl第一端子与输入电压正端子连接，该第一输入电容Cl第二端子与该第二输入电容C3第一端子连接,该第二输入电容C3第二端子与输入电压负端子连接；该第二串联电路由一第一半导体开关Ml、一开关串联阵列及一第二半导体开关M2依序串接，该开关串联阵列包含至少一中层电力单元(middlecell)，请参阅图13(b)所示，用以降低施加在该逆变电路中各半导体开关上的电压应力至一预设的电压电平，各中层电力单元包含一第三半导体开关M3n、一第四半导体开关M4n及一第四电容C4n，该第三半导体开关M3n的下端子与该第四半导体开关M4n的上端子分别形成各中层电力单元的端子n2、n3，该第四电容C4n的第一端子与第二端子分别连接至第三半导体开关M3n的上端子与该第四半导体开关M4n的下端子，以分别形成各中层电力单元的端子nl、n4 ;在该第η个中层电力单元中,其端子nl、n4分别连接至该第η_1个中层电力单元的端子(n-l)2与端子(n-l)3，且该第一个中层电力单元的端子11、14分别连接至该第一半导体开关Ml的下端子及该第二半导体开关M2的上端子，最后一个中层电力单元的端子n2、n3连接在一起；该箝制电容C2的第一端子与第二端子分别与该第一半导体开关Ml的上端子与该第二半导体开关M2的下端子连接；该第一阻抗调节单元Zad]端子I与第一电容的第一端子连接，该第一阻抗调节单元Zad]端子2与第一半导体开关Ml的上端子连接，该第一阻抗调节单元Zad]端子3与第一电容的第二端子连接，该第一阻抗调节单元Zad]端子4与最后一个中层电力单元的端子n2、n3连接，该第一阻抗调节单元Zad]端子5与第三电容的第二端子连接，该第一阻抗调节单元Zad]端子6与第二半导体开关M2的下端子连接。
[0156]复参阅图13 (a)、图13(c)所示,该逆变电路还包括一变压器(transformer) Tl,该变压器Tl由一第一电感Lr 1、一第一初级绕组Pl、一第二初级绕组P2、一第二电感Lr2及至少一次级绕组SI所组成，其中，该第一初级绕组Pl及第二初级绕组P2具有相同的绕线匝数，该第一电感Lrl及该第二电感Lr2分别代表该第一初级绕组Pl及第二初级绕组P2的漏感，或二个独立的电感，或一稱合电感(coupling inductor)。如此,在一个开关工作切换周期(switching cycle)内，对该逆变电路上的各半导体开关执行软切换时，即能有效降低输入电流的涟波，且在对应于该次级绕组SI的输出端AC产生所需的交流电压。
[0157]复参阅图13(a)所示，依该中层电力单元的数量，串联的半导体开关可被区分成M1-M41-M42-..._M4n和M31-M32-..._M3n_M2等两组开关，为实现零电压操作，将由一控制器(图中未示)所产生的非对称的脉冲宽度调制(APffM)，或所产生的接近50%工作周期的可变频率(VF)，对两组开关进行互补运作，且产生固定死区间隔的驱动信号，分别导通或断开该M1-M41-M42-..._M4n和M31-M32-..._M3n_M2等两组开关，以使该逆变电路的次级绕组SI的输出端AC产生一交流输出电压。但是,若在设计上,该逆变电路需对一负载提供一直流电压，则该次级绕组SI所对应的输出端AC后需增设一整流电路及滤波电路(图中未示)O
[0158]为实现降低输入电流涟波，且使半导体开关操作在较宽广的零电压工作范围，该第一电感Lrl与第二电感Lr2必需是变压器Tl的两个较大且相同的漏感。但是，在绕制该变压器Tl实际上极难实现，因此，发明人乃降低各自的漏感，并在该第一阻抗调节单元Zad]中，采用如图13(c)及图13(d)所示的外加电感Lr3。
[0159]另，为了使半导体开关能达成较宽的零电压工作范围，也可设计该第一阻抗调节单元Zadj，采用如图1(d)所示，外加一第五电容Cr3的替代方案。
[0160]由于，该外加电感Lr3，与该变压器Tl上的电感Lrl或Lr2相互串/并联，将获得一等效电感L^q，该外加电容Cr3，则与该上层电力单元的箝制电容Cl或及下层电力单元的箝制电容C3相互串/并联，将获得一等效电容C^q,因此，图13(a)所示的逆变电路，能由调整该第一阻抗调节单元的元件，满足前述的软开关的两条件:固定的死区间隔及足够的电感与电容间的能量转移，半导体开关得因此能达成零电压工作特性。
[0161]请参阅图13(a)所示，为本发明具有单变压器、软切换、多开关的直流-交流(DC-AC)逆变的一应用例电路，其中，该上层电力单元的第一阻抗调节单元Zad]如图13(c)所示，该第一阻抗调节单元包含一第一电感Lrl、一第一初级绕组P1、一第三电感Lr3、一第二电感Lr2及一第二初级绕组P2，其中，该第一阻抗调节单元设有六个端子1、2、3、4、5、6，该第一电感Lrl与第一初级绕组Pl彼此串联，并连接至该第一阻抗调节单元的端子I与端子2间，该第三电感Lr3的第一端子与第二端子分别连接至该第一阻抗调节单元的端子3与端子4，该第二电感Lr2与第二初级绕组P2彼此串联，并连接至该第一阻抗调节单元的端子5与端子6间，该第一电感Lrl及该第二电感Lr2将分别代表第一个变压器Tl的初级绕组Pl和第二初级绕组P2的漏感，该第三电感Lr3为一个独立外加的电感，同时，变压器Tl具有至少一个次级绕组SI，以在次级侧的输出端AC产生所需的交流输出电压。若需要一个直流输出电压，必须在次级侧额外加设整流和滤波电路(图中未示)。
[0162]复参阅图13(a)所示，为本发明具有单变压器、软切换、多开关的直流-交流(DC-AC)逆变的另一应用例电路，其中，该第一阻抗调节单元Zad]电路，如图1(d)所示，该第一阻抗调节单元包含一第一电感Lrl、一第一初级绕组P1、一第三电感Lr3、一第六电容Cr3、一第二电感Lr2及一第二初级绕组P2，其中，该第一阻抗调节单元设有六个端子1、2、3、4、5、6，该第一电感Lrl与第一初级绕组Pl彼此串联,并连接至该第一阻抗调节单元的端子I与端子2间，该第三电感Lr3与第五电容Cr3彼此串联，并连接至该第一阻抗调节单元的端子3与端子4间，该第二电感Lr2与第二初级绕组P2彼此串联，并连接至该第一阻抗调节单元的端子5与端子6间，该第一电感Lrl及该第二电感Lr2将分别代表第一个变压器Tl的初级绕组Pl和第二初级绕组P2的漏感，该第三电感Lr3为一独立外加的电感，同时，变压器Tl具有至少一个次级绕组SI，以在次级侧的输出端AC产生所需的交流输出电压。若需要一个直流输出电压，必须在次级侧额外加设整流和滤波电路(图中未示)。
[0163]复参阅图13(a)所示，为本发明具有单变压器、软切换、多开关的直流-交流(DC-AC)逆变的又一应用例电路，其中，该第一阻抗调节单元Zad]如图13(e)所示，该第一阻抗调节单元包含一第二电感Lr2、一第一电感Lr 1、一第一初级绕组Pl及一第三电感Lr3，其中，该第一阻抗调节单元设有六个端子1、2、3、4、5、6，该第二电感Lr2的第一端子与第二端子分别连接至该第一阻抗调节单元的端子I与端子2，该第一电感Lrl与第一初级绕组Pl彼此串联，并连接至该第一阻抗调节单元的端子3与端子4间，该第三电感Lr3的第一端子与第二端子分别连接至该第一阻抗调节单元的端子5与端子6，该第一电感Lrl代表第一个变压器Tl的初级绕组Pl的漏感，该第二电感Lr2及第三电感Lr3为两独立外加的电感，或一双绕组的耦合电感，同时，变压器Tl具有至少一个次级绕组SI，以在次级侧的输出端AC产生所需的交流输出电压。若需要一个直流输出电压，必须在次级侧额外加设整流和滤波电路(图中未示)。
[01