64]为了提高输出功率，图13(a)的逆变电路具有单一变压器Tl，得以使用两个变压器Tl和T2取代，该逆变电路分别如图14(a)所示，为本发明具有双变压器的软切换直流-交流(DC-AC)逆变电路示意图，图14(b)、图14 (C)、图14(d)及图14(e)分别对应图13(b)、图13 (C)、图13(d)及图13(e)，标示该逆变电路的各第一阻抗调节单元的元件组合，其中，该第一变压器Tl包括至少一第一初级绕组Pl与一第一次级绕组SI，该第二变压器T2包括至少一第二初级绕组P2与至少一第二次级绕组S2，该次级绕组SI及该次级绕组S2，得以并联或串联，产生所需的交流输出电压。若需要一个直流输出电压，必须在次级侧额外加设整流和滤波电路(图中未示)，该第一电感Lrl及该第二电感Lr2将分别代表该第一个变压器Tl的初级绕组Pl和该第二个变压器T2的初级绕组P2的漏感，该第二电感Lr2及第三电感Lr3为两个独立外加的电感，或一双绕组的耦合电感。
[0165]为实现降低输入电流涟波，且使半导体开关操作在较宽广的零电压工作范围，该第一电感Lrl与第二电感Lr2必需是变压器Tl的两个较大且相同的漏感。但是，在绕制该变压器Tl实际上极难实现，因此，发明人乃降低各自的漏感，并在该第一阻抗调节单元中，采用如图14(c)及图14(d)所示的外加电感Lr3。
[0166]另，为了使半导体开关能达成较宽的零电压工作范围，也可设计该第一阻抗调节单元Zadj电路，采用如图14(d)所示，外加一第五电容Cr3的替代方案。
[0167]由于，该外加电感Lr3及Lr4，与该变压器Tl上的电感Lrl或Lr2相互串/并联，将获得一等效电感Lrf3q,该外加等效电容Cr3及Cr4,则与该上层电力单元的箝制电容Cl或下层电力单元的箝制电容C3相互串/并联，将获得一等效电容C^q,因此，图1 (a)所示的逆变电路，能由调整该第一阻抗调节单元与第二阻抗调节单元的元件，满足前述的软开关的两个条件:固定的死区间隔及足够的电感与电容间的能量转移，半导体开关因此能达成零电压工作特性。
[0168]复参阅图14(c)所示，该第一阻抗调节单元包括一第一电感Lrl、一第一变压器的一第一初级绕组P1、一第三电感Lr3、一第二电感Lr2与一第二变压器的一第二初级绕组P2，该第一电感Lrl为该第一变压器的第一初级绕组Pl的漏感，该第二电感Lr2为该第二变压器的一第二初级绕组P2的漏感；该第一电感Lrl与一第一变压器的一第一初级绕组Pl串联在该第一阻抗调节单元的端子I与端子2间，该第三电感的第一端子与第二端子分别连接至该第一阻抗调节单元的端子3与端子4，该第二电感及第二初级绕组串联在该第一阻抗调节单元的第五端子与第六端子间。
[0169]复参阅图14(d)所示，该第一阻抗调节单元包括一第一电感Lrl、一第一变压器的一第一初级绕组P1、一第三电感Lr3、一第五电容Cr3、一第二电感Lr2与一第二变压器的一第二初级绕组P2，该第一电感Lrl为该第一变压器的第一初级绕组Pl的漏感，该第二电感Lr2为该第二变压器的第二初级绕组P2的漏感；该第一电感Lrl与该第一初级绕组Pl串联在该第一阻抗调节单元的端子I与端子2间，该第三电感Lr3与该第五电容Cr3串联在该第一阻抗调节单元的端子3与端子4间，该第二电感及第二初级绕组串联在该第一阻抗调节单元的第五端子与第六端子间。
[0170]复参阅图14(e)所示，该第一阻抗调节单元包括一第三电感Lr3、一第一电感Lrl、一第一变压器的一第一初级绕组P1、一第二电感Lr2、一第二变压器的一第二初级绕组P2与一第四电感Lr4,该第一电感Lrl为该第一变压器的第一初级绕组Pl的漏感，该第二电感Lr2为该第二变压器的一第二初级绕组P2的漏感；该第三电感的第一端子与第二端子分别连接至该第一阻抗调节单元的端子I与端子2间，该第一电感Lrl与该第一变压器的第一初级绕组Pl串联在该第一阻抗调节单元的端子3与端子4，
[0171]该第二电感Lr2与该第二变压器的第二初级绕组P2串联在该第一阻抗调节单元的端子3与端子4，该第四电感的第一端子与第二端子分别连接至该第一阻抗调节单元的第五端子与第六端子间。
[0172]虽然，图13(a)?图13(e)和图14(a)?图14(e)所揭露的是两个系列的电路，为提供不同的输出功率，分别使用单变压器或双变压器，但二者应具有相同的工作原理。据此，现仅以该第二个实施例中仅使用单变压器，且仅设有一个中层电力单元为例，说明其工作原理如下:
[0173]请参阅图15和图16(a)?图16(d)所示，图16(a)?图16(d)为图13(a)与图13(c)的电路组合,仅具有一中层电力单元的逆变电路图及其在稳态操作(steady-stateoperat1n)下各阶段的等效电路，其中，在该四个开关Ml、M31、M41、M2为M0SFET，且电容Cl、C3的电容值完全相同的情形下，跨越各电容Cl、C3两端的电压值将等于直流输入电压Vi的二分之一，据此，诚如图16(a)?图16(d)所示，在一稳态操作下，该逆变电路在一固定的开关工作周期内，将有四个操作阶段。
[0174]请参阅图16(a)所示,在第一时区间，当一栅极驱动信号(gate drive signals)分别被施加至开关M1、M31，以导通开关M1、M31时，1/2输入电压Vi将分别通过下列路径(以元件编号依序标示出其路径及方向)，被提供至Pl及P2:
[0175](I)Vi(+)-Lrl-Pl-Ml-M31-Lr3-C3-Vi(-)；
[0176](2) Cl (+) -Lrl-Pl-Ml-M31-Lr3-Cl (-);及
[0177](3)C2(+)-Ml-M31-Lr3-C3-Lr2-P2-C2(-)。
[0178]在第一时区间内，当电容C3及C41被分别充电至1/2输入电压Vi，电容Cl及C2会分别进行放电。
[0179]请参阅图16(b)所示，在第二时区间，当一栅极驱动信号分别被施加至开关Ml、M31，以断开开关M1、M31时，箝制电容C2会被该输入电压Vi及储存在该变压器Tl的漏感能量进行充电，且由于施加到第一和第二初级绕组Pl和P2的电压会达到伏秒平衡，故跨在该电容C2上的平均电压等于输入电压Vi，且跨越电容Cl及C3的平均电压等于1/2的输入电压Vi。另，由于漏感能量被吸收，开关Ml、M31的电压波形将不会产生电压突波，且其上所承受的电压应力将会被限制在1/2输入电压Vi的范围内。
[0180]请参阅图16(c)所示，在第三时区间，当一栅极驱动信号分别被施加至开关M2、M41，以导通开关M2、M41时，1/2输入电压Vi将分别通过下列路径(以元件编号依序标示出其路径及方向)，被提供至Pl及P2:
[0181](I)Vi(+)-Cl-Lr3-M41-M2-P2-Lr2-Vi(-)；
[0182](2) C3 (+) -Lr3-M41-M2-P2-Lr2-C3 (-);及
[0183](3)C2(+)-Pl-Lrl-Cl-Lr3-M41-M2-C2(-)。
[0184]在第三时区间内，当电容Cl及C41被分别充电至1/2输入电压Vi，电容C2及C3会分别进行放电。
[0185]请参阅图16(d)所示，在第四时区间，当一栅极驱动信号分别被施加至开关M2、M41，以断开开关M2、M41时，电容C2及C41会被该输入电压Vi及储存在该变压器Tl的漏感能量进行充电，且由于施加到第一和第二初级绕组Pl和P2的电压会达到伏秒平衡，故跨在该电容C2上的平均电压等于输入电压Vi，且跨越电容Cl及C3的平均电压将分别等于1/2的输入电压Vi。另，由于漏感能量被吸收，开关M2、M41的电压波形将不会产生电压突波，且其上所承受的电压应力将被限制在1/2输入电压Vi的范围内。
[0186]请参阅图17所示，本发明第三个实施例，具有单变压器、软切换的交流-直流(AC-DC)的整流电路(rectifier circuit),该整流电路将一第一变压器Tl的至少一第一初级绕组Pl所提供的交流电压转换成一直流电压，且输出至一负载&，该电路的初级侧为该第一变压器的第一初级绕组P1，其次级的基本架构由该第一变压器Tl次级侧的三组相互并联的串联电路与一第一箝制电容Ce组成；该第一串联电路由一第一电感Lrl、一第一次级绕组SI及第一半导体开关Ml等元件依序串联而成；该第二串联电路由一第二半导体开关M2、一第二次级绕组S2及一第二电感Lr2等元件依序串联而成；该第三串联电路由一输出滤波电感Lo及一输出滤波电容Co等元件串联而成；其中，该第一电感Lrl及该第二电感Lr2分别代表该第一次级绕组SI的漏感及该第二次级绕组S2的漏感，该第一箝制电容Ce的第一端子与第二端子分别连接至第一串联电路的第一次级绕组SI与第一半导体开关Ml的中心端子与该第二串联电路中的第二半导体开关M2与第二次级绕组S2的中心端子，该第三串联电路的输出滤波电容Co的第一端子与第二端子则分别与该负载&的正端子与负端相连接，以提供该负载&所需的直流电压。
[0187]复参阅图17所示，为了提高输出功率，该整流电路使用的单一变压器Tl，被一第一变压器Tl和一第二变压器T2所取代，如图18所示，为本发明第三个实施例具有双变压器、软切换的交流-直流(AC-DC)整流电路，其中，该第一变压器Tl包括至少一第一初级绕组Pl与至少一第一次级绕组SI，该第二变压器T2包括至少一第二初级绕组P2与至少一第二次级绕组S2，该第一初级绕组Pl及该第二初级绕组P2，通过磁耦合，在次级侧产生所需的交流输入电压，该第一电感Lrl及该第二电感Lr2将分别代表该第一变压器Tl的次级绕组SI和该第二变压器T2的第二次级绕组S2的漏感。
[0188]由于图17和图18所揭露的两系列电路，为提供不同的输出功率，分别使用单变压器或双变压器，故二者应具有相同的工作原理。据此，本发明的第三个实施例，仅以图17所示，分别就其三个应用例，说明其工作原理如下:
[0189]请参阅图19和图20(a)?图20(b)所示，为图17所示的整流电路的第一应用例及其在稳态操作下各阶段的等效电路，其中，在图17中的该第一半导体开关Ml及第二半导体开关M2，在图19和图20(a)?图20(b)中分别以一第一整流二极管Dl及一第二整流二极管D2表示，该第一串联电路的第一次级绕组SI的非打点端子与该第一整流二极管Dl的阴极相串接，该第二串联电路中的该第二整流二极管D2的阳极则与第二次级绕组S2的打点端子相串接。如此，诚如图20(a)至图20(b)所示，该整流电路在一开关工作周期内，整流二极管Dl和D2将同时被施以顺向及逆向偏压，导致同时地导通及断开，而在稳态操作下，一个开关切换周期中，形成两个操作阶段。
[0190]请参阅图20(a)所示，在第一时区间内，因该初级绕组Pl的交流电压被耦合至该第一次级绕组SI与第二次级绕组S2，该第一整流二极管Dl及第二整流二极管D2因获得顺向偏压而被导通，负载所需的输出电流，除了在导通初期由输出滤波电容Co提供外，将分别经由 SI (dot) _Lrl_Lo_RL_Dl_Sl (non_dot)及 S2 (dot) _D2_Lo_RL_Lr2_S2 (non_dot)等两条路径分摊，同时经由Lo-R「Dl-Cc-D2-Lo路径，对该第一箝制电容Ce进行充电。
[0191]请参阅图20(b)所示，在第二时区间内，因该第一次级绕组SI与第二次级绕组S2被施以逆向电压，该第一整流二极管Dl及第二整流二极管D2因此而断开，此时，储存在箝制电容Ce与变压器漏感(B卩，电感Lrl和Lr2)中的能量，将经由Ce (+) -Sl-Lrl-Lo-RL-Lr2-S2-Cc (-)路径，提供输出电流至负载&，另，由于箝制电容Ce会分别和第一整流二极管Dl与第二整流二极管D2进行换流，故第一整流二极管Dl及第二整流二极管D2得以操作于零电流断开，此外，由于该第一次级绕组S1、第二次级绕组S2和输出滤波电感Lo会在一工作周期，满足伏秒平衡，使得箝制电容Ce的平均电压等于输出电压，变压器Tl的漏感能量被吸收，因此，第一及第二整流二极管Dl、D2的电压波形将不会产生突波电压，另，由于箝制电容Ce的帮助，输出滤波电容Co的电流涟波也会被大幅减少，进而有效降低了所需的输出电容值。
[0192]参阅图21所示，为依据图19所示的整流电路，使用计算机程序模拟所获得的几组关键波形，包括该变压器第一初级绕组Pl电压波形Vp1、整流二极管D1、D2的开关电流ID1、Id2、次级箝制电容Ce的电流1&、输出滤波电感Lo的电流L及输出滤波电容Co的电流Ic。等的波形，所述波形充分显示整流二极管Dl、D2能达成软切换的零电流断开操作与低输出电容电流涟波的性能。
[0193]请参阅图22和图23(a)?图23(b)所示，为图17所示的整流电路的第二应用例及其在稳态操作下各阶段的等效电路，该第一串联电路的第一次级绕组SI的打点端子与第一整流二极管Dl的阴极相连接，且该第二串联电路中的第二整流二极管D2的阳极与第二次级绕组S2的非打点端子相连接。据此，诚如图23(a)至图23(b)所示，该整流电路在一开关工作周期内，整流二极管Dl和D2将同时被施以顺向及逆向偏压，导致同时地导通及断开，而会在稳态操作下及一个开关切换周期中，形成两个操作阶段。
[0194]请参阅图23(a)所示，在第一时区间内，因该初级绕组Pl的交流电压分别耦合至第一次级绕组SI与第二次级绕组S2，导致该第一整流二极管Dl及第二整流二极管D2获得顺向偏压而导通，分别经由Sl-Cc-D2-Lrl-Sl及S2-Lr2-Dl-Cc_S2等两条路径，对该箝制电容Ce进行充电。同时，除了由该输出滤波电容Co提供输出电压外，该负载&所需的电流也会由Lo-R「Dl-Cc-D2间所形成的路径分摊。
[0195]请参阅图23(b)所示，在第二时区间内，因该第一次级绕组SI与第二次级绕组S2不提供顺向电压，导致该第一整流二极管Dl及第二整流二极管D2因逆向偏压而断开，导致储存在该箝制电容Ce与变压器Tl的漏感(B卩，电感Lrl和Lr2)中的能量，经由Ce (+) -Sl-Lrl-Lo-RL-Lr2-S2-Cc (-)路径，提供输出电流至负载另，由于该箝制电容Ce能分别和该第一整流二极管Dl及第二整流二极管D2执行换流，故该第一及二整流二极管DU D2得以因流经的电流降为零而断开。此外，因为该第一次级绕组S1、第二次级绕组S2和输出滤波电感Lo能在一工作周期，满足伏秒平衡，故该箝制电容Ce的平均电压将等于输出电压，且令该变压器Tl的漏感能量被吸收，据此，该第一及二整流二极管D1、D2的电压波形上将不会产生突波电压，且能由该箝制电容Ce的帮助，令输出滤波电容Co的电流涟波被大幅减少，进而有效降低了所需的设计电容值。
[0196]参阅图24所示，依据图22所示的整流电路，使用计算机程序模拟所获得的几组关键波形，包括该变压器第一初级绕组Pl电压波形Vp1、整流二极管D1、D2的电流波形ID1、Id2、次级箝制电容Ce的电流1&、输出滤波电感Lo的电流L及输出滤波电容Co的电流Ic。等的波形，所述波形充分显示整流二极管Dl、D2能达成软切换的零电流断开操作与低输出电容电流涟波的性能。
[0197]请参阅图25和图26(a)?图26(d)所示，为图17所示的整流电路的第三应用例及其在稳态操作下各阶段的等效电路，该第一串联电路的第一次级绕组SI的非打点端子与第一整流二极管Dl的阴极相串接，且该第二串联电路中的第二整流二极管D2的阳极与第二次级绕组S2的非打点端子相串接。据此，诚如图26(a)至图26(d)所示，该整流电路在一开关工作周期内，该二整流二极管Dl和D2会分别被施以顺向及逆向偏压，导致交替地导通及断开，而会在稳态操作下及一个开关切换周期中，形成四个操作阶段。
[0198]请参阅图26(a)所示，在第一时区间内，因该初级绕组Pl的交流电压耦合至第一次级绕组SI与第二次级绕组S2，导致该第一整流二极管Dl获得顺向偏压而导通，且经由SI (dot) -Lr1-Lo-Rl-D1-SI (non-dot)的路径，对输出滤波电容Co和负载Rl充电；同时，经由S2 (dot)-Lr2-Dl-Cc-S2 (non-dot)的路径，对箝制电容Ce进行充电。
[0199]请参阅图26(b)所示，在第二时区间内，因该第一次级绕组SI与第二次级绕组S2跨压为零，该第一整流二极管Dl因而关闭，此时，储存在箝制电容Ce与变压器Tl的漏感(即，电感Lrl和Lr2)中的能量，会经由Ce (+)-Sl-Lrl-Lo-RL_Lr2-S2-Cc (-)的路径，提供输出电流至负载另，由于箝制电容Ce会和第一整流二极管Dl进行换流，第一整流二极管Dl得以因流经的电流降为零而断开。此外，由于该第一次级绕组S1、第二次级绕组S2和输出滤波电感Lo会在一工作周期，满足伏秒平衡，使得箝制电容Ce的平均电压等于输出电压，且令变压器Tl的漏感能量被吸收，因此，第一整流二极管Dl的电压波形上将不会产生突波电压，另，由于箝制电容Ce的帮助，输出滤波电容Co的电流涟波也会被大幅减少，进而有效降低了所需的电容值。
[0200]请参阅图26(c)所示，在第三时区间内，因该初级绕组Pl的交流电压耦合至第一次级绕组SI与第二次级绕组S2，导致该第二整流二极管D2获得顺向偏压而导通，且经由S2 (non-dot) -D2-Lo-RL-Lr2-S2 (dot)的路径，对输出滤波电容Co和负载&进行充电；同时，经由SI (non-dot)-Cc-D2-Lrl-Sl (dot)的路径，对箝制电容Ce进行充电。
[0201]请参阅图26(d)所示，在第四时区间内，因该第一次级绕组SI与第二次级绕组S2跨压为零，该第二整流二极管D2因而断开，此时，储存在箝制电容Ce与变压器Tl的漏感(即，电感Lrl和Lr2)中的能量，会经由Ce (+)-Sl-Lrl-Lo-RL_Lr2-S2-Cc (-)的路径，提供输出电流至负载I。另，由于箝制电容Ce会和第二整流二极管D2执行换流，第二整流二极管D2得以因流经的电流降为零而断开。此外，由于该第一次级绕组S1、第二次级绕组S2和输出滤波电感Lo会在一工作周期，满足伏秒平衡，使得箝制电容Ce的平均电压等于输出电压，且令变压器Tl的漏感能量被吸收，因此，第二整流二极管D2的电压波形上将不会产生突波电压，另，由于箝制电容Ce的帮助，输出滤波电容Co的电流涟波也会被大幅减少，进而有效降低了所需的电容值。
[0202]请参阅图27所示，依据图25所示的整流电路，使用计算机程序模拟所获得的几组关键波形，如该一变压器的第一次级绕组SI与第二次级绕组S2的电压Vsl、Vs2、整流二极管DU D2的电流ID1、Id2、次级箝制电容Ce的电流Ic