一种pwm整流器功率前馈控制方法
【技术领域】
[0001] 本发明属于机电控制领域，涉及PffM整流器，为一种PffM整流器功率前馈控制方 法。
【背景技术】
[0002] 与传统的二极管不控整流器相比，PffM整流器可以实现能量的双向流动，以及单位 功率因数运行，极大减小对电网的谐波污染。目前PffM整流器与PffM逆变器组成的双PffM 变换器已经应用于电机驱动领域，PWM整流器可以将电机再生制动产生的能量回馈到电网， 达到节能的效果。PWM整流器一般采用双环PI控制，即外环电压环和内环电流环，由于外 环PI调节的滞后性，使得PWM整流器抗负载扰动的能力较差，负载波动时输出直流母线电 压会存在较大的偏差，而过高的母线电压会损害母线电容及功率开关器件，过低的母线电 压会使PffM整流器无法正常运行。
[0003] 在伺服电机驱动应用场合下，由于伺服电机会频繁启动/停止或加速/减速，导致 直流母线电压出现较大的波动，为稳定直流母线电压，电容柜通常是不可或缺的，如图1所 示，而且若系统对直流母线电压稳定性要求较高就需要增加电容柜中电容容量。为稳定直 流母线电压以及减小母线电容容量，在控制方面目前的主要措施是采用负载电流前馈控制 策略，在原有电压环和电流环双环控制的基础上增加负载电流前馈控制，以提高电压环的 响应速度，抑制直流母线电压的波动。负载电流前馈控制需要获取负载电流，通常做法是通 过电流传感器直接测量PWM整流器输出电流，由于PWM整流器和伺服驱动器之间电容柜的 存在，PffM整流器侧直流母线电流不能及时反映负载电流的变化，因此为获取负载电流需要 将电流传感器安装到伺服驱动侧直流母线上，这就增加了安装布线的复杂性，同时电流互 感器、信号处理及采样电路等对系统的硬件成本及可靠性等都会有影响。另外对于负载电 流的获取，还有的方法是通过母线电容及直流母线电压估测负载电流，但此方法在精度和 实时性方面较差。
【发明内容】
[0004] 本发明要解决的问题是：在伺服电机驱动应用场合下，现有的PffM整流器负载电 流前馈控制方法布线复杂，对伺服系统可靠性有影响，增加了硬件成本，而现有的通过计算 估计负载电流的方式在精度和实时性上还不能满足使用需求。
[0005] 本发明的技术方案为：一种PffM整流器功率前馈控制方法，用于伺服电机驱动场 合，首先实时计算伺服驱动器输出有功功率，即伺服电机输入的有功功率P ni,然后将Pni传送 给PffM整流器，PffM整流器将Pni折算为对应的电网输入有功电流I Wd，最后在PffM整流器中 将11￡^作为前馈电流加入到电流环中，使得PWM整流器输入有功功率随伺服电机需要的有 功功率进行快速调节，实现伺服驱动系统输入有功功率和输出有功功率的动态平衡。
[0006] 本发明具体包括以下步骤：
[0007] 步骤1 :伺服驱动器采用基于伺服电机转子磁场定向的矢量控制方式，在dq坐标 下，伺服驱动器输出即伺服电机输入的电压矢量的有功分量为Umq;
[0008] 步骤2 :伺服电机相电流iu、iv经坐标变换，得到dq坐标系下的有功电流分量I '
[0009] 步骤3:计算伺服驱动器输出有功功率，即伺服电机输入的有功功率P"，Pni= umq* Imq;
[0010] 步骤4 :将Pni通信传输传送给PffM整流器；
[0011] 步骤5 :PWM整流器采用基于电网电势定向的矢量控制方式，电网线电压eab、eb。经 坐标变换得到dq坐标系下的有功电压分量E d;
[0012] 步骤6 :在dq坐标下将Pjf算为对应的电网输入有功电流I Wd，Iwd= P ^Ed;
[0013] 步骤7 :将Iwd作为前馈电流加入到PffM整流器d轴电流环给定中，进行PffM整流 器功率前馈控制。
[0014] 与现有负载电流前馈控制方法相比，本发明提出的方法充分利用已有的伺服系统 软件平台和硬件平台，包括伺服系统已有的通信网络，不需要增加额外硬件成本和布线，如 电流传感器、信号处理及采样电路等，坐标变换及变量U n^ Imq、Ed等的计算都是PffM整流器 和伺服驱动器矢量控制所需要的，需要额外增加的运算量较少，消除了现有技术布线复杂 带来的不利影响，且相比现有的负载电流估算方法，本发明的计算精度更高，实时性更好。 本发明提出的方法具有无需增加硬件成本，软件开销少，实时性好，实现简单，可靠性高的 优点。
【附图说明】
[0015] 图I PffM整流器与伺服驱动器连接示意图。
[0016] 图2 PffM整流器与伺服驱动器系统结构图。
[0017] 图3 PffM整流器增加前馈电流后电流环结构图。
[0018] 图4未采用功率前馈时直流母线电压波形。
[0019] 图5采样估测负载电流前馈后直流母线电压波形。
[0020] 图6采用功率前馈后直流母线电压波形。
【具体实施方式】
[0021] 针对现有方法在伺服电机驱动应用场合下的不足，本发明提出了一种PWM整流器 功率前馈控制方法，以达到提高系统直流母线电压抗负载扰动能力以及减小母线电容容量 的目的。首先伺服驱动器实时计算其输出有功功率，即伺服电机输入的有功功率P ni,然后通 过通信将Pni传送给PffM整流器，接着PffM整流器将P"折算为对应的电网输入有功电流I lciad， 最后在PffM整流器中将11￡^作为前馈电流加入到电流环中，进行前馈控制，由于电流环的响 应速度远高于电压环的响应速度，这样PWM整流器输入有功功率可以根据伺服电机需要的 有功功率进行快速调节，实现伺服系统输入有功功率和输出有功功率的动态平衡，有效的 提高系统直流母线电压抗负载扰动的能力，对母线电容容量的要求也相应降低。
[0022] 下面结合具体实例对本发明方法做进一步说明。
[0023] PffM整流器与伺服驱动器在拓扑结构方面类似，如图2所示，Si~S 12为可控功率 器件如IGBT，VI\~VT 3为电压传感器，CT CT 4为电流传感器，L r LjP L 3为电抗器，C为 母线电容。PWM整流器输入端子RST经电抗器接三相电网，直流输出端子接母线电容C ;伺 服驱动器输入端子PN接直流母线，输出端子UVW接伺服电机三相输入端子。
[0024] PffM整流器的控制器结构如图2所示，控制器输入信号为电网线电压eab、eb。，电网 电流ia、ib，以及直流侧电压Udc，下标a、b、c表示电网的三相，dc表示直流侧，控制器输出控 制信号为6路PffM信号PffMl~PWM6。三相静止坐标系下电网线电压eab、eb。和电流i a、ib 分别经3s/2s变换到两相静止坐标系下，得到电压ea、e{!和电流Ua、L fi，再分别经2s/2r 变换到两相旋转坐标系下得到电压Ed、Eq和电流I ^ I%，下标a、β表示两相静止坐标系 的a轴和β轴，d、q表示两相旋转坐标系的d轴和q轴，e表示电网侧，这里的变换为现 有技术，不再详述。e a、ep经锁相后输出sin Θ和cos Θ，用于2s/2r或2r/2s变换。3s/2s 变换是指3相静止坐标系到2相静止坐标系的变换，2s/2r变换是指2相静止坐标系到2 相旋转坐标系的变换，2r/2s变换与2s/2r变换相反。这里两相旋转坐标系中定义d轴指 向电网电势，E d、1^、Ied表示有功分量，E q、1^、Ieq表示无功分量，电流方向规定为PffM整流 器处于整流工作状态时U大于0,回馈工作状态时I 7』、于0。PWM整流器为双闭环控制， 外环为电压环，内环为电流环。电压外环的作用主要是控制PWM整流器直流侧电压；电流 内环的作用主要是按电压外环输出的电流指令进行电流控制，采用前馈解耦的方式消除dq 轴电流耦合关系，实现有功、无功电流分量的独立控制。如图2，参考电压Uraf与直流侧电压 Ud。之差经电压环PI控制器，得到两相旋转坐标系下d轴电流环的参考值C，令q轴电流环 参考值为（=〇,即无功分量为零。d、q轴电流分别经过各自的电流环PI控制器产生控制 量Λ U w Λ U %再分别加入电流耦合分量ω丄Iq、-ω山Id，和电压前馈分量 Ed、Eq，得到Ued和其中 '为电网角频率，L为电抗器电感，UjP Ueq经坐标变换得到两 相静止坐标系下电压分量^ a和U ^，再经过SVPffM模块后输出脉冲PffMl~PWM6，用以驱动 PffM整流桥各功率器件。
[0025] 伺服驱动器的控制器结构也如图2所示，输入信号为电机位置信号，，及电机相电 流iu、iv，控制器输出控制信号为6路PffM信号PWM7~PWM12。电机位置信号供经角位置处 理模块得到电机转速《"1和30^、〇>>(1)，其中§11坤、〇)8^)用于28/21'或217 /28变换。三相静 止坐标系下电机相电流iu、ivS3s/2s变换到两相静止坐标系下得到込。、iu，再经2s/2r 变换到两相旋转坐标系下得到U、Iniq，下标u、v表示电机两相，a、β表示两相静止坐标系 的a轴和β轴，d、q表示两相旋转坐标系的d轴和q轴，m表示电机侧。这里两相旋