盖任何在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法W及方 案。为了使公众对本发明有彻底的了解，在W下本发明优选实施例中详细说明了具体的细 节，而对本领域技术人员来说没有运些细节的描述也可W完全理解本发明。 W45] 参考图3所示为依据本发明的无线充电装置的第一实施例的电路图，本发明的无 线充电装置包括隔离的电能发射端和电能接收端，所述电能发射端包括逆变电路和原边谐 振网络，所述逆变电路接收外部输入电源Vd。，W产生交变电压信号供给原边谐振网络，所述 原边谐振网络包括原边发射线圈Ls和原边谐振电容Cs,所述原边谐振网络接收所述交变 电压信号W产生空间磁场传输给所述电能接收端；所述电能接收端包括副边谐振网络（电 感Ld和电容Cd)和整流滤波电路（未示出），所述副边谐振网络感应所述原边发射线圈产 生的交变磁场，W获得相应的交变电压，所述整流滤波电路将所述交变电压转换为合适的 直流电压VACd供给输出负载。
[0046] 在本发明实施方式中，所述电能发射端进一步还包括发射电流调节电路（如图3 中由电感Lc和电容Cc组成），所述发射电流调节电路连接在所述逆变电路和所述原边谐振 网络之间，所述发射电流调节电路用W调节所述原边发射线圈的电流，W使得其为恒定电 流值。
[0047] 进一步的，所述电能发射端还包括能量反馈电路，所述能量反馈电路检测到表征 所述原边谐振网络两端电压的电压信号高于预设的电压值时，则通过所述能量反馈电路将 所述原边发射线圈的能量反馈至所述输入电源，W使得所述原边谐振网络的输入端电压不 超过所述预设的电压值。
[0048] 如图3所示，本实施例中的能量反馈电路包括第一二极管D1，所述第一二极管Dl 的阳极连接在所述原边谐振网络的输入端，W获得表征原边谐振网络两端电压的电压信号 Vs,阴极连接至所述输入电源的正极。
[0049] 在工作过程中，当原边阻抗发生异常，如发射线圈阻抗Ls和谐振电容Cs阻抗不匹 配，或者副边负载增大，导致副边功率需求高于设定功率值时，则原边谐振网络两端的电压 Vs会升高，当谐振网络两端的电压Vs升高到高于输入电源的电压Vdc (即预设的电压值） 时，则第一二极管Dl将会导通，部分电流If通过第一二极管Dl反馈至输入电源的输入侧， 直至发射线圈的输入端电压降至为预设的电压值。由此，通过上述的能量反馈电路巧位谐 振网络两端的电压，W限制发射线圈中能量增加，使得逆变电路不会输出过高的功率。同时 本发明实施例中采用第一二极管作为能量反馈电路，可使得发射线圈的能量单向反馈至输 入端，而不会造成能量的回流。
[0050] 在上述实施例中，如果输入侧的电源电压较低，而副边输出功率较高时，则原边的 发射线圈可能始终会处于限流状态，为此，发明人进一步优化能量反馈电路，如图4所示为 依据本发明的无线充电装置的第二实施例的电路图，本实施例是在上一实施例的基础上， 进一步包括齐纳二极管化，齐纳二极管化连接在所述第一二极管Dl和输入电源V DC之间， 并且，齐纳二极管化的阳极连接所述输入电源V DC，阴极连接至所述第一二极管Dl的阴极。
[0051] 设齐纳二极管DZ的击穿电压为Vz,只有当于原边谐振网络两端的电压超过 Vz+Vdc (即Vs〉Vz+Vdc)时，第一二极管Dl才会导通，部分电流I述过第一二极管Dl和齐纳 二极管Dz回馈到输入侧的输入电源，本实施例中电压V z+Vdc的和为预设的电压值。而且，通 过选择不同击穿电压值的齐纳二极管，可W调节原边谐振网络的限压值，W控制原边谐振 网络的端电压在不同的预设电压值内。
[0052] 本领域技术人员可知，所述齐纳二极管化还可W连接在所述第一二极管Dl和原 边谐振网络之间，如所述齐纳二极管化的阳极连接所述第一二极管Dl的阳极，阴极连接所 述原边谐振网络的输入端，其工作原理同上，不再寶述。
[0053] 而由于齐纳二极管化本身存在能量损耗，为实现损耗小、能量可控的反馈电路，发 明人继续提供了一种通过开关转换电路控制反馈的能量，如图5所示为依据本发明的无线 充电装置的第=实施例的电路图，本实施例是在图3实施例的基础上，所述能量反馈电路 还包括由第一电容Cl、第一开关管Sl、第二二极管D2和第一电感Ll构成的电压转换电路， 所述第一电容Cl连接在所述第一二极管的阴极和参考地端之间；所述第一开关管Sl的第 一极性端接所述第一电容Cl的电压输出端，第二极性端连接到第一电感Ll的第一端，所述 第一开关管Sl通过可控的占空比信号D控制其开关动作；第一电感Ll的第二端连接至所 述输入电源；所述第二二极管D2的阴极连接至所述第一开关管和第一电感的第一端的公 共连接点，阳极连接至参考地；其中，所述第一开关管Sl、第二二极管D2和第一电感Ll构 成一降压型电压转换电路。
[0054] 在图5所示电路中，当原边谐振网络两端的电压超过Vin时，电压Vin的值为预设 的电压值，第一二极管Dl导通，降压型电压转换电路将输入端电压Vin转换为输出端电压， 因为输出端连接到输入电源的输入端，因此输出端电压为恒定值Vdc,运样，则可W通过控制 占空比信号D来调节电压转换电路的输入端电压Vin,即是，在本实施例中预设的电压值是 可调的，可W根据负载的功率需要和逆变器的输出功率来调节设置。而由于第一开关管S1、 第二二极管等器件的能耗较小，不但较好的实现能量的反馈，还可W减小损耗。
[0055] 上述实施例中均很好的实现了发射线圈能量的反馈调节，但本领域技术人员可 知，由于发射线圈的发射电流为正弦波电流，而发射电流调节电路中的电容Cc的容值较 小，因此，在能量反馈过程中可能会出现瞬时的能量过冲，为了使能量反馈更加平滑稳定， 本实施例中增加了由第=二极管化和第一电容Cp构成的峰值检测电路，如图6所示为依 据本发明的无线充电装置的第四实施例的电路图，所述第=二极管化和所述第一电容Cp 串联后再连接在所述原边谐振网络的输入端和参考地端之间，并且，所述第=二极管化的 阳极连接所述原边谐振网络的输入端，阴极连接所述第一电容Cp的一端。
[0056] 本实施例的能量反馈电路同样包括第一二极管D1，第一二极管Dl的阳极连接至 所述第=二极管化和所述第一电容Cp的公共连接点W接收表征所述原边谐振网络两端 电压的电压信号Vs,阴极接输入侧输入电源的正极。运里所述第一电容Cp的容值较大，由 此可获得原边谐振网络两端电压的峰值信号，即是电压信号Vs。同样的，当电压信号Vs达 到输入电源的电压Vdc(即预设的电压值）时，则第一二极管Dl会导通，部分电流If通过第 一二极管Dl反馈到输入电源的输入侧，直至原边谐振网络的两端电压降至为预设的电压 值。本实施例同样可W获得限制发射线圈中的电流，防止逆变电路出现高功率输出的有益 效果，此外，本发明实施例可使得发射线圈反馈的能量更加平滑稳定。
[0057] 需要说明的是，上述的第二实施例和第S实施例的能量反馈电路均可W与第四实 施例中的能量反馈电路相结合使用，例如，将所述第一二极管的阳极连接至所述第=二极 管化和第一电容Cp的公共连接点W获得表征所述原边谐振网络两端电压的电压信号Vs, 之后，再通过由齐纳二极管化和第一二极管Dl构成的能量反馈电路或者是通过由所述降 压型电压转换电路和第一二极管Dl构成的能量反馈电路来对将原边发射线圈的能量反馈 至输入电源，W获得反馈能量平滑稳定的有益效果。
[0058] 最后，本发明提供了一种利用迟滞比较的方式来进行能量的反馈，如图7所示为 依据本发明的无线充电装置的第五实施例的电路图，W图7为例进行说明，本实施例中的 能量反馈电路包括第一二极管D1、第=二极管化和第一电容Cp,所述第=二极管化和所 述第一电容Cp与第四实施例的中的连接方式相同，所述第一二极管Dl的阳极连接是所述 第=二极管化和第一电容Cp的公共连接点W接收表征原边谐振网络两端电压的电压信号 Vs。进一步的，本实施例中能量反馈电路进一步包括第一迟滞比较器CHl和第二开关管S2， 所述第一迟滞比较器CHl的第一输入端连接至所述第S二极管化和所述第一电容Cp的公 共连接点W接收电压信号Vs,第二输入端接收第一参考电压信号化ef，第一参考电压信号 化ef即为预设的电压值，可根据副边的负载功率和逆变电路的输出功率来设置大小。所述 第二开关管S2连接在所述第一二极管的阴极和所述输入电源之间，所述第一迟滞比较器 的输出信号控制所述第二开关管S2的开关动作。
[0059] 在本实施例中，在工作过程中，当电压信号Vs大于化ef时，第二开关管S2