反馈、过流检测、IGBT直通、整流器故障等；
所述变频器功率板2用于输入防浪涌，AC整流滤波成直流母线，直流母线检测，各种功能电路的控制，如风扇驱动，上电缓冲继电器驱动，上电缓冲监视，缺相检测等，通过SPS开关电源输出各种电子元件工作电压如，三路IGBT驱动电源，两路运放比较器工作电源，驱动器输出电流检测等。
[0023]所述变频器控制板低压供电电路及功率板低压开关电源还包括24V电源3，所述24V电源3与所述变频器控制板1和变频器功率板2电连接，并通过供电电路4分别为所述变频器控制板1上的DSP芯片5的提供1.8V(内核供电)和3.3V(3.3VA模拟量/3.3VD数字量)工作电压，以及为所述变频器功率板2上的IGBT驱动光耦6原边提供5V工作电压。
[0024]具体的，所述供电电路4包括设置在所述变频器控制板2上的24V转5V模块电源9，所述24V转5V模块电源9与所述24V电源电连接，并将所述24V电源3的电压转到5V~GND输出，所述24V转5V模块电源9的输出的5V电源被输送到IGBT驱动光耦6，为其原边供电，本实施例中所述IGBT驱动光耦6优选为HCPL316J IGBT驱动光耦。
[0025]同时，所述24V转5V模块电源9输出的5V电压又通过控制板端子转接到所述功率板2上的功能电路11，并为其供电。
[0026]更进一步，所述24V转5V模块电源9还与一设置在所述变频器控制板1上的LD010电连接，所述LD010与所述DSP芯片5电连接，本实施例中，所述DSP芯片5优选是TI公司生产的2812数字信号处理控制芯片，所述LD010将所述24V转5V模块电源9输出的5V电压降低输出3.3V电压供所述DSP芯片5的I/O以及A/D工作，同时输出1.8V电压供所述DSP芯片5的内核工作；当然，除了使用LDO外，也可以通过其他可行的技术给所述DSP芯片提供3.3V和1.8V，例如通过5V转3.3V电源模块实现等。
[0027]此时，由于变频器控制板1由低压24V电压3供电，这样就避免了传统工艺中，所述变频器控制板1(尤其是其上的DSP芯片5)的工作状态受直流母线电网侧电压影响的问题，即使直流母线电网侧电压出现异常，所述DSP芯片5仍能正常工作。
[0028]所述IGBT驱动光耦6与所述DSP芯片5的I/O 口及IGBT模块7连接，所述IGBT驱动光耦6根据所述DSP芯片5发出的高低电平信号从而控制导入所述IGBT模块7的栅极驱动电压为+18V还是-9V，进而控制所述IGBT模块7的开通和关闭。
[0029]具体的，所述DSP芯片5的I/O口发出的高低电平(数字信号)经电平转换芯片回到所述功率板2并使所述IGBT驱动光耦6工作，此时所述IGBT驱动光耦6根据接收的电平信号控制不同电压(即+ 18V或-9V)的IGBT驱动电源通入所述IGBT模块7，从而控制所述IGBT模块7的导通和关断。
[0030]进一步，当所述DSP芯片5的I/O口发出低电平时，所述IGBT驱动光耦6将高电平(+18V)的IGBT驱动电源通入所述IGBT模块7，此时，所述IGBT模块7的栅极电压为高，从而使所述IGBT模块7的漏/源极导通；当所述DSP芯片5的I/O口发出高电平，所述IGBT驱动光耦6将低电平(-9V)的IGBT驱动电源通入所述IGBT模块7，此时，所述IGBT模块7的栅极电压为低，从而使所述IGBT模块7的漏/源极关断。
[0031]所述DSP芯片5通过调整占空比和频率，控制所述IGBT模块7的开通和关断时间，即可以将直流母线电压逆变成不同电压有效值的PWM波输出给电机。
[0032]如附图3所示，所述24V电源3进一步通过控制板端子转接到所述功率板2上的开关电源8连接并为所述开关电源8供电。
[0033]具体的，如附图4所示，所述24V电源3通过分压限流稳压电路连接到所述开关电源8的P丽芯片U23的3脚，并为所述PWM芯片U23提供18V工作电压;所述分压限流电路包括电阻R236、R235、稳压管D74、第一极性电容162、第一电容C1、第二电容C183、第二极性电容C184以及第三电容C213，所述电阻R236与电阻R235串联，所述稳压管D74、第一极性电容162、第一电容C1、第二电容C183、第二极性电容C184以及第三电容C213均与所述第一电阻R236及R235并联，所述电阻R235的输出端及稳压管的阴极均连接到所述PWM芯片U23的7脚。
[0034]所述P丽芯片U23的1脚，S卩P丽比较器补偿信号输入端接受外部的采样信号，且其与一上拉电阻R240连接，所述上拉电阻R240的另一端连接所述PWM芯片U23的8脚及电容C216的一端，所述PWM芯片U23的8脚通过电容C216接地。
[0035]所述PWM芯片U23的2脚接地，即本方案中未使用所述PWM芯片U2的内部误差放大器反向输入端。
[0036]所述PWM芯片U23的3脚连接有电容C218，所述电容C218用于对所述PWM芯片U23的3脚波形进行调整，使得noise能落在更低的准位，避免与1脚比较时出现误动作。
[0037]所述电容C218与电容C217连接，所述电容C217的一端还连接到所述PWM芯片U23的4脚，并与所述HVM芯片U23的4脚上连接的电阻R195形成RC振荡频率调整电路，所述R195与C217调整所述PWM芯片U23的振荡频率;所述电容C217的另一端接地。
[0038]所述PWM芯片U23的5脚接地。
[0039]所述PWM芯片U23的6脚通过PWM调整电路连接MOSFET Q1的栅极并控制所述M0SFETQ1的开闭，所述PWM调整电路包括用于控制所述M0SFETQ1开通和关断快慢的开通关断电阻R197;所述PWM芯片U23通过所述PWM调整电路向所述MOSFET Q1的栅极输出HVM波信号，通过调整占空比，从而控制所述MOSFET Q1导通或关闭的时间，进而输出不同的脉冲电压。
[0040]所述开关电源8为反激式开关电源，工作时，当开关管(MOSFETQ1)导通时，变压器把电能转换成磁场能储存起来，当开关管截止时则释放出来，具体的，当输入的PWM波信号使所述MOSFET Q1的栅极电位高于门极阙值电压时，所述MOSFET Q1导通，变压器原边绕组的感应电压为上正下负，在原边绕组中储存能量；当输入的Pmi波信号使所述MOSFET Q1的栅极电位低于门极阙值电压，则所述MOSFET Q1关断，所述变压器原边绕组中存储的能量，通过副边绕组输出，给各路提供工作电压。
[0041]所述变压器的副边绕组连接所述IGBT模块7、霍尔电流传感器元件、运放器、比较器，并为所述IGBT模块7提供三路+18V—9V的IGBT驱动电压，为所述运放器、比较器提供一路+15V的工作电压以及为所述运放器、比较器提供一路-15V工作电压，同时为所述霍尔电流传感器元件提供±15V的工作电压，当然还可以为其他用电电器提供工作电压，这样可以实现低压DC-DC控制理念，从而避免高压(直流母线)DC-DC产生控制电源的方案。
[0042]此时，由于所述IGBT驱动电源由低压24V供电的反激式开关电源产生，而不是由直流母线经过DC-DC转换器产生，这就避免了直流母线跟随电网侧电压波动而波动，从而造成IGBT驱动电源不稳定的问题。
[0043]所述MOSFET Q1的栅极还与一门极电阻R239的一端连接，所述门极电阻R239的另一端接地，其用于消噪以及在MOSFET Q1关断时对门极放电。
[0044]所述MOSFETQ1的源极通过电流采样电路及RC吸收电路连接到所述PWM芯片U23的3脚；具体的，所述MOSFET Q1的源极分别连接到一吸收电阻R242及四个并联的采样电阻R244、R245、R246、R247的一端;所述吸收电阻R242与第一吸收电容C219形成RC吸收电路，所述吸收电阻R242还连接到所述MOSFET Q1的3脚及电容C218的输入端，所述第一吸收电容C219接地;所述采样电阻R244、R245