一种新型的模块化多电平型固态变压器及其内模控制方法
【技术领域】
[0001 ] 本发明设及一种固态变压器（Solid Sl:ate Transfo;rme;r，SST)，具体设及一种新 型的模块化多电平型固态变压器(MMC-SST)及其内模控制方法。
【背景技术】
[0002] 固态变压器是一种基于大功率电力电子变换技术来实现电压变换和能量传递的 新型智能电力变压器。随着能源互联系统的提出与发展，固态变压器作为其关键设备电能 路由器，受到愈来愈多的关注。
[0003] 迄今为止，在SST的拓扑结构实现方案和控制方法上，国内外已经取得了一定的研 究成果。目前，固态变压器主要有传统两电平或S电平VSC(Voltage Source Converter)型 固态变压器和H桥级联型多电平固态变压器。但是，要将两电平SST应用于中高压场合，通常 需要将输入级中的全控型电力电子器件串（并)联使用，运就需要解决均压（均流）问题，就 目前来讲，运还是一个很大的挑战。H桥级联多电平变流器应用到固态变压器中可W满足中 高压应用场合的需要，但其需要大量的全控型开关器件和高频变压器，而高频变压器作为 SST中体积和重量占很大比重的无源器件，其大量使用不利于提高固态变压器的功率密度。 此外，控制系统作为固态变压器的又一核屯、技术，其好坏将直接影响整个系统的工作性能。 目前固态变压器控制器的设计大都基于dq旋转坐标系下建立的数学模型，采用基于PI控制 器的双闭环控制方式，通过dq解禪控制实现有功功率与无功功率的独立控制。虽然系统具 有良好响应性能，但由于需要交叉解禪，且反馈解禪效果对参数变化敏感，所W难W实现完 全解禪控制，控制效果的好坏过度依赖于被控对象的数学模型，且控制相对复杂。
【发明内容】
[0004] 有鉴于此，针对现有固态变压器拓扑结构实现方案和控制方法的不足，本发明的 目的在于提供一种新型的模块化多电平型固态变压器(MMC-SST)及其内模控制方法。
[000引为实现上述目的，本发明提供的技术方案如下：
[0006] 一种新型的模块化多电平型固态变压器，包括模块化多电平变流器、DC-DC隔离器 和DC-AC逆变器；
[0007] 所述模块化多电平变流器的交流侧连接高压交流电网，直流侧连接所述DC-DC隔 离器的输入端，所述DC-AC逆变器的直流侧连接所述DC-DC隔离器的输出端，交流侧连接低 压交流电网或负载。
[0008] 进一步地，所述模块化多电平变流器包括第一变流桥、第二变流桥和第=变流桥， 所述变流桥的输入端作为=相交流输入端的一相，所述变流桥包括正变流臂、负变流臂、第 一滤波电抗器和第二滤波电抗器，所述正变流臂的正端连接到所述模块化多电平变流器的 直流正端，进而连接到所述DC-DC隔离器的正端，所述正变流臂的负端通过所述第一滤波电 抗器与电网的一相相连，所述负变流臂的负端连接到所述模块化多电平变流器的直流负 端，进而连接到所述DC-DC隔离器的负端，所述负变流臂的正端通过所述第二滤波电抗器与 电网的一相相连，所述正变流臂/负变流臂包括多个依次正负串联的功率子模块，所述功率 子模块的直流侧正负分别与高压直流电网的正负连接。
[0009] 进一步地，所述功率子模块包括直流电容器、第一开关器件、第二开关器件、第一 续流二极管和第二续流二极管，所述第一开关器件和第二开关器件为全控型半导体开关器 件；
[0010] 所述第一开关器件的集电极与所述第一续流二极管的阴极相连接，所述第一开关 器件的发射极与所述第一续流二极管的阳极相连接;所述第二开关器件的集电极与所述第 二续流二极管的阴极相连接，所述第二开关器件的发射极与所述第二续流二极管的阳极相 连接;所述直流电容器的正端与所述第一开关器件的集电极相连接，所述直流电容器的负 端与所述第二开关器件的发射极相连接;所述第一开关器件的发射极作为所述功率子模块 的正端，所述第二开关器件的发射极作为所述功率子模块的负端。
[0011] 进一步地，所述DC-DC隔离器包括第一电容、单相全桥逆变器、高频变压器、单相全 桥整流器和第二电容，所述DC-DC隔离器的直流输入侧并联所述第一电容形成直流输入端 口，所述第一直流电容与所述单相全桥逆变器串联，所述单相全桥逆变器和所述高频变压 器串联，所述高频变压器与所述单相全桥整流器串联，所述单相全桥整流器与所述第二电 容并联形成直流输出端口，所述直流输出端口与低压直流电网连接，所述直流输入端口与 所述功率子模块的直流输出端连接。
[0012] 进一步地，所述DC-AC逆变器为S相电压源型逆变器(VSI)，通过LC滤波支路直接 与低压交流电网或负载相连。
[0013] -种对上述的新型模块化多电平型固态变压器的内模控制方法，包括W下步骤：
[0014] Sl、模块化多电平变流器的控制：
[0015] MMC外环采用PI控制器来控制直流电压，内环采用内模控制器来实现对交流电流 无静差跟踪控制，并且采用基于载波移相技术的电容电压平衡控制策略，W实现MMC相间均 压控制和子模块均压控制。
[0016] S2、DC-DC隔离器的控制：
[0017] DC-DC隔离器采用N个结构相同的DC-DC变换单元通过ISOP的方式连接而成，MMC输 出的直流高压首先通过由同一同步信号控制的N个结构相同的单相全桥逆变器调制成高频 方波，再通过高频变压器禪合到副方，最后由同一同步信号控制的N个结构相同的单相全桥 整流器还整成低压直流。
[001引 S3、DC-AC逆变器的控制：
[0019] 逆变器外环采用PI控制器控制输出稳定的工频交流电压，内环采用内模控制器对 滤波电感的反馈电流和负载电流前馈补偿电流进行无静差跟踪控制，并且采用空间电压矢 量调制技术(SVPWM)。
[0020] 进一步地，步骤Sl中，当模型与控制对象MMC匹配时，可对输入进行无静差跟踪，令
[0022]式中，Cm( S)为内模控制器，(S)为控制对象模型的逆矩阵，R '、L '分别为输入侧 电阻和电感的估计值，《为系统角频率，S被等效看成j ? ;
[0023] Cm(S)的形式在实际中是无法实现的，必须加入低通滤波器，引入一个一阶低通滤 波器
[0025] 式中，L(S)为一阶低通滤波器，A为闭环带宽，I为单位矩阵；
[0026] 引入低通滤波器后，内膜控制器变为：
[0027] Q闷=扩饼叫施，壯沁严
[0028] 由内膜控制等效框图，再结合Cm(S)可得： r 1 -(.沁/.V、 、；、('叫 S bR'l、
[0030] 式中，F(S)为内膜解禪等效矩阵，主对角线上元素为电流控制器传递函数表达式， 反对角线上元素则为内模解禪网络的传递函数；
[0031] 基于内模控制的解禪实现方法具体为:将交流网测电压Usabc经过一锁相环化L，得 到其系统角频率《 S，同时通过abc-dq变换，得到dq分量:Ud和Uq;交流网测电流Isabc通过 abc-dq变换，得到dq分量：id和iq;直流母线电压Udc与电压参考值机細减后，经PI控制器得 至1脂令电流1^1;交流网测无功9与无功功率参考值护相减后同样经?1控制器，得到指令电流 王\，运几个信号作为本实施例中图8所示的解禪实现图的输入，可得到指令信号11^1和