，具有 结构简单、跟踪调控性能好、鲁棒性强等优点，被广泛应用于非线性系统控制领域。
[0061] 图7所示为内模控制结构框图，其中，R(S)、Y(s)分别为系统输入和输出信号，Cm (S)为内模控制器，G (S)为控制对象，M( S)为控制对象的内模，D (S)为扰动，d (S)为系统输出 Y(S)与内模输出Ym(S)之差。
[0062] 本实施例中的控制方法包括W下几个步骤：
[0063] Sl、模块化多电平变流器的控制；
[0064] S2、DC-DC隔离器的控制；
[006引 S3、DC-AC逆变器的控制。
[0066] 具体的，步骤Sl中，模块化多电平变流器外环采用PI控制器来控制直流电压，内环 采用内模控制器来实现对交流电流无静差跟踪控制。本实施例还采用基于载波移相技术的 电容电压平衡控制策略，W实现MMC相间均压控制和子模块均压控制。
[0067] 由内模控制的特点，当模型与控制对象(MMC)匹配时，可对输入进行无静差跟踪， 令
[0069]式中，G^i(S)为控制对象模型的逆矩阵，R'、L'分别为输入侧电阻和电感的估计值， ?为系统角频率，S被等效看成j CO ;
[0070] Cm( S)的形式在实际中是无法实现的，必须加入低通滤波器，通过调节低通滤波器 的结构和参数来使系统稳定。本实施例中，引入一个一阶低通滤波器
[0072] 式中，L(S)为一阶低通滤波器，A为闭环带宽，I为单位矩阵。
[0073] 引入低通滤波器后，内膜控制器变为：
[0074] Q村=护的雌)二[紐，心
[0075] 图8所示为内模控制器的等效控制框图，由内膜控制等效框图，再结合Cm(S)可得： ' 1' L+R、ls -〇)!.：/s''
[0076] 厂1.、')==^ , 、J { WL'IS L+R'IS)
[OOW]式中，F(S)为内膜解禪等效矩阵，主对角线上元素为电流控制器传递函数表达式， 反对角线上元素则为内模解禪网络的传递函数，由内模控制方法实现的内模解禪图如图9 所示。
[0078]如图10所示，上面所述的步骤Sl中，基于内模控制的解禪实现方法具体为:将交流 网测电压Usabc经过一锁相环化L，得到其系统角频率O S，同时通过abc-dq变换，得到dq分量： Ud和Uq。交流网测电流Isabc通过abc-dq变换，得到dq分量：id和iq;直流母线电压Udc与电压参 考值机袖减后，经？1控制器得到指令电流1^1;交流网测无功9与无功功率参考值护相减后 同样经PI控制器，得到指令电流i%，运几个信号作为本实施例中图9所示的解禪实现图的输 入，可得到指令信号u*d和uVUd、Uq分别与u*d、u*q相减，得到Urd、Urq，经dq-abc反变换可得到 abcS相指令电压，作为载波移相调制的输入信号，上述中Ud、Uq和Id、Iq分别为电网电压和 电流在d轴和q轴上的分量。
[0079] 步骤S2中，对DC-DC隔离器的控制包括:DC-DC隔离器采用N个结构相同的DC-DC变 换单元通过ISOP的方式连接而成。MMC输出的直流高压首先通过由同一同步信号控制的N个 结构相同的单相全桥逆变器调制成高频方波，再通过高频变压器禪合到副方，最后由同一 同步信号控制的N个结构相同的单相全桥整流器还整成低压直流，其中的N个逆变器和整流 器均采用PWM控制，驱动信号为50%占空比的互补触发脉冲。为解决ISOP连接方式引起的高 频变压器参数不匹配和直流侧电压不相等的问题，本实施例采用了一种有功功率均衡控制 策略，此外，为了降低系统损耗，通过合理设置串联谐振电路化r和Cr)使全控型开关器件处 于零电流开关状态(ZCS)。
[0080] 如图11所示，步骤S3中，DC-AC逆变器的控制包括:外环采用PI控制器控制输出稳 定的工频交流电压，内环采用内模控制器对滤波电感的反馈电流和负载电流前馈补偿电流 进行无静差跟踪控制，使其兼有较大的限流能力、较好的动态响应性能和较强的抗负载扰 动能力。此处所述内膜控制方法和内膜控制解禪原理图和MMC基本相同。具体控制方法和内 膜控制解禪原理图如图11和图9所示。同时，为了提高逆变器直流电压利用率，减小开关损 耗，本实施例采用空间电压矢量调制技术(SVPWM)。
[0081 ]负载侧电压化k经一锁相环化L得到负载电压相位CO 1，其作为abc-dq和dq-abc变换 模块的输入，同时经abc-dq变换得到dq轴分量UicuUiq。负载侧电流I化经abc-dq变换得到dq 轴分量I Id、Ilq。逆变器输出电流I化经abc-dq变换得到dq轴分量I id、Iiq，上述中I id、Iiq，Uid、 化。为；相DC/AC逆变器输出电流、电压在dq旋转坐标系下的d轴分量和q轴分量，Uid、Uiq，Iid、 Iiq为负载电压、电流在dq旋转坐标系下的d轴分量和q轴分量。图11中，CO为负载角频率，Cf 为滤波电容值。
[0082] 针对上述提出的控制方法，本实施例对其控制效果进行了验证，具体考虑的工作 情况为：电网侧功率因数变化。图12所示为，采用IMC控制和PI控制时模块化多电平变流器 的dq电流分量的波形对比图。
[0083] 具体的有，模块化多电平变流器1的直流电压给定值始终为18kV，输出级带S相平 衡负载。初始状态时输入级无功给定值为0.625Mvar，即网侧功率因数为0.95(吸收无功）； 0.3s时无功功率给定值变为-0.65Mvar，即网侧功率因数为0.95(发出无功）；0.4s时无功给 定值为0,即网侧单位功率因数运行。图12对本发明中所述的模块化多电平变流器1采用IMC 控制和采用PI控制时dq电流分量在上述工况下的跟踪效果进行了对比：从给出的dq轴电流 波形可看出，在增减有功、无功功率给定时，采用IMC控制方式比采用PI控制方式电流内环 响应速度更快。0.3s时，整流侧无功功率给定发生阶跃突变，可W看出PI控制的d轴电流波 动明显，而IMC控制方式下的电流非常平稳。由此可见IMC控制方式可W实现dq电流解禪控 制且抗扰动性能比PI控制方式强，可W明显地看出本发明采用IMC内环控制方法的MMC-SST 控制器较传统PI内环控制器具有更快的响应速度和更强的抗干扰能力。
[0084] 本发明中固态变压器的输入级采用模块化多电平变流器(Modular multilevel converter，MMC)，通过增减每个桥臂串联子模块的个数，使固态变压器运用于不同电压领 域。为了使MMC-SST能够按照给定的功率因数运行，并且具有电压、电流动态响应快、抗负载 扰动能力强等优势，根据内模控制的特性，提出了一种将内模电流内环与PI电压外环结合 的新型双闭环控制方法。此控制方式可W使电流具有更快速的响应速度W及更强的抗扰动 能力。同时，该控制方法避免了两相旋转坐标系下的交叉解禪问题，在一定程度上降低了控 制系统设计的复杂程度。
[0085] W上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并 不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员 来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可W做出若干变形和改进，运些都属于本发明的保 护范围。因此，本发明专利的保护范围应W所附权利要求为准。
【主权项】
1. 一种新型的模块化多电平型固态变