专利名称：放大器和频率变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于放大输入信号的放大器，和用于放大输入信号并随后变换所放大信号频率的频率变换器。尤其是，本发明涉及既具有较宽动态范围又适用于半导体集成电路集成的放大器和频率变换器。
背景技术：
在手机之类的无线系统的接收机中，在天线接受到的信号可由初级的放大电路来放大。这类初级放大电路需要能在接受微弱信号时具有低噪声和高增益的特性，而在接受大信号时可具有低失真和低增益的特性。特别是，在最近的移动通讯中，由于接受电场的特性会随着基站和移动站之间的距离而发生很大的变化，这就需要具有比接受系统更宽的动态范围。
为了能够稳定放大电路的工作，广泛使用的方案是在放大电路的输入或输出端上的信号线和接地之间插入一个电阻。然而，在输入端所插入的电阻会在噪声特性方面产生明显的下降。另一方面，在输出端所插入的电阻会在失真特性方面产生明显的下降。其它适用于稳定放大电路工作的众所周知的方案是对输入端施加负反馈的方案。即，在该方案中，将相移180度的信号反馈至输入端。根据这一方案，有可能获得具有较宽动态范围的放大电路，尽管噪声和失真特性都会稍许下降。更好的是，在该方案中所使用的负反馈电路也可以作为一个失真补偿电路来工作，从而利用电路配置中的某些发明可以使得动态范围更加宽。
下文中，参考
图15至图20，举例讨论六种常规的负反馈放大器。第一种常规的实例是在日本专利公告No.10-22751(1998-22751)专利中所披露的“负反馈功率放大器”(参考图15)。图14所图示说明的放大器包括一个负反馈电路，该电路能够作为失真补偿电路工作并且可应用于微波波段。在图15中，晶体管601和602都是场效应晶体管。电感器603、604和605以及电容器606和607构成了晶体管601和602的匹配电路。微带线608可作为相移器来使用。可以使用微带线608向放大器提供电源电压Vcc。
从晶体管602输出的部分信号通过电感器605、微带线608以及随后电感器604负反馈至晶体管602的输入端。这里，微带线608的长度L可以调整，使得晶体管602的反馈信号和输出信号在相位上相互相差180度。包括失真补偿的部分输出信号在相位上相反以用于反馈到输入，从而能够改善在高频带中的失真特性。
第二种常规的实例是在日本专利公告No.6-216670(1994-216670)专利中所披露的“高输出放大器”(参考图16)。图16所图示说明的放大器包括作为信号线的微带线701a和701b、信号放大晶体管702、定向耦合器703、反馈微带线704、抽头705、用于改变反馈量的电阻706a和706b、电平监测电路707、谐波抑制控制器电路708，以及端电阻709。
在图16中，通过信号线微带线701a所提供的输入可由信号放大晶体管702放大。晶体管702的输出可通过具有预定线长度的反馈微带线704以及随后的定向耦合器703反馈至用于信号放大的信号放大晶体管702的输入端。采用这一结构，反馈至信号放大晶体管702的输入信号是在相位上相反于二次谐波的信号。这样，就能够抵消二次谐波的失真，从而可以改善信号放大晶体管702的线性。
第三种常规的实例是在PCT国际专利号No.W096/25791专利中所披露的“放大器”(参考图17)。图17所图示说明的放大器包括一个晶体管801、信号源802和803，信号源电阻804，一个由805、806、807、808和809标记的元件组成的输入匹配电路，一个由810、811和815所标记的元件组成的输出匹配电路，带通滤波器812，相移器813，可变衰减器814，以及一个负载电阻816。
在图17中，带通滤波器812可以通过从晶体管801所输出的二次谐波。相移器813和可变衰减器814分别可以调整二次谐波的相位和幅度。在该放大器中，如同第二种常规实例，输出信号的二次谐波反馈至输入，从而减小放大器的三阶互调的乘积。
第四种常规的实例是在日本专利公告No.7-94954(1995-94954)专利中所披露的“功率放大器”(参考图18)。图18所图示说明的放大器包括合成器901、功率放大器902、分频器903、滤波器904、可变相移器905、以及可变衰减器906。该放大器将功率放大器902所输出的基波和较高次波(二次和三次或者四次谐波，等等)在宽带范围内相移180度，并且将最终的波反馈至功率放大器902的输入。于是，将功率放大器902所输出的基波和二次谐波负反馈至输入端，能够补偿输出信号的失真。
第五种常规的实例是在日本专利公告No.10-335954(1998-335954)专利中所披露的“宽带反馈放大器”(参考图19)。图19所图示说明的放大器包括放大器件1001、信号输入1002、信号输出1003、缝隙线接地平面1004、缝隙线开路平面1005、带线1006、在缝隙线转换部分中的微带线1007、缝隙线1008、过孔1009、通孔1010、以及用于确定反馈量的电阻1011。如同第四常规实例，该放大器将放大器件所输出的信号在宽带范围内相移180度，并随后将结果反馈至放大器件1001的输入端。于是，放大器件1001所输出的基波和二次谐波就可以负反馈至输入端，从而能够补偿输出信号的失真。该公告的公报披露了用于宽带中相移180度的反馈电路实例。
第六种常规的实例是在PCT国际专利号No.WO 00/45505专利中所披露的“具有高线性和低功耗的宽带放大器”(参考图20)。图20所图示说明的放大器包括一个输入晶体管1101、一个输出晶体管1102、一个串联电抗性反馈网咯1103、和一个并联电抗性反馈网络1104。输入晶体管1101和输出晶体管1102以级连的方式相耦合，其中输入晶体管定义为放大器的输入，而输出晶体管定义为放大器的输出。并联电抗性反馈网络1104耦合在输入和输出之间，并且具有基本为零的电阻和非零的电抗的阻抗特性。采用以上所讨论的电路结构，就有可能改善失真特性，而不会降低噪声特性。
然而，上述第一至第六种常规实例存在着以下缺陷，各个常规实例中仅仅只提供了一种并联反馈路径，为了能使反馈信号相对于输入信号相移180度，这类反馈电路结构复杂体积大。此外，在第一种常规实例的放大器中，反馈至输入端的二次谐波相移了几乎360度。因此，该放大器不能够采用二次谐波的负反馈来进行失真补偿。在第二和第三种常规实例的放大器中，基波是很难反馈的。因此，这些放大器就不能通过在基波频率附近频率上所产生的三阶互调波的负反馈来进行失真补偿。此外，在第四和第五种常规实例的放大器中，反馈电路只能进行基波和谐波的相位调整模式的处理，从而使得反馈电路结构复杂体积大。
发明内容
因此，本发明的一个目的是提供一种负反馈放大器和负反馈频率变换器，它仍具有简单的结构，并能够提供输入信号的基波和三阶互调波和的相位负反馈至输入，以及适用于集成至半导体集成电路。此外，本发明的另一目的是提供一种负反馈放大器和负反馈频率变换器，它除了能够提供输入信号的基波和三阶互调波之外，还能够提供输入信号的二次谐波的相位负反馈至输入。
本发明具有以下性能以获得上述目的。
本发明的放大器包括一个放大电路，它用于放大输入信号；一个第一反馈电路，它用于将放大电路的输出反馈至放大电路的输入，同时改变信号的相位；以及一个第二反馈电路，它用于将放大电路的输出反馈至放大电路的输入，同时改变信号的相位。这样，就增加了电路的灵活性。因此，就有可能采用简单结构使得在两个组合的反馈信号中所包括的基波信号的相位可以与输入信号的基波相位相移180度。同样，有可能使得在两个组合的反馈信号中所包括的二次谐波的信号相位可以与输入信号的基波相位相移180度。
本发明的放大器包括一个输入单端信号的放大器和一个输入包含同相信号和反相信号的差分信号的放大器。
在输入单端信号的放大器中，放大电路、第一反馈电路和第二反馈电路各自都输入和输出单端信号。在这种情况下，作为第一反馈电路，所使用的电路可以包括连接着放大电路的反馈端和接地的电感器(或者电感器和电容器相互并联连接着的电路)；和连接着负反馈端和输入端的电容器。作为放大电路，所使用的电路包括一个基极连接着一个输入和发射极连接着放大电路的反馈端的第一双极型晶体管；和一个发射极连接着第一晶体管的集电极和集电极连接着输出端的第二双极型晶体管；或者所使用的电路包括一个基极连接着输入、发射极连接着放大电路的反馈端和集电极连接着输出的双极型晶体管。作为第二反馈电路，所使用的电路可以是以一个电容器串联连接着电阻和电容器相互并联相连接的电路，以一个电容器并联连接着电阻和电容器串联相连接的电路，或者将一个电阻或一个电感器设置在两个电容器相互串联连接的连接点和接地之间的电路。
在输入差分信号的放大器中，放大电路包括具有同相输入端和同相反馈端且基于同相信号工作的同相放大部分，和具有反相输入端和反相反馈端且基于反相信号工作的反相放大部分；第一反馈电路包括一个或多个反馈部分；以及第二反馈电路包括基于同相信号工作的同相反馈部分，和基于反相信号工作的反相反馈部分。在这种情况下，作为第一反馈电路，所使用的电路(电路A)包括连接着地、同相反馈端和同相输入端的第一反馈部分；以及连接着地、反相反馈端和反相输入端的第二反馈部分；所使用的电路(电路B)包括连接着节点、同相反馈端和同相输入端的第一反馈部分；和连接着节点、反相反馈端和反相输入端的第二反馈部分；以及连接着节点和地的第三反馈部分；或者所使用的电路(电路C)包括连接着同相反馈端和反相反馈端的连接点以及同相输入端的第一反馈部分；和连接着连接点和反相输入端的第二反馈部分；以及连接着连接点和地的第三反馈部分。这类反馈部分是由电感器所构成的，或者是电感器和电容器相互并联的电路。
同样，作为同相放大部分和反相放大部分，所使用的电路包括具有基极和发射机的第一双极型晶体管，其基极连接着输入，而发射极连接着同相反馈端或者反相反馈端；和第二双极型晶体管，其发射极连接着第一双极型晶体管的集电极，其集电极连接着输出；或者所使用的电路包括一个双极型晶体管，其基极连接着同相反馈端或反相反馈端，而集电极连接着输出。同相反馈部分和反相反馈部分所包括的电路是一个电容器以串联方式连接着一个电阻和一个电容器相互并联连接的电路，或者是一个电阻或电感器设置在两个电容器相互串联连接的连接点和地之间的电路。
此外，通过将变换放大信号的频率的频率变换器电路附加于本发明的放大器，就能够获得本发明的频率变换器。在构成本发明的频率变换器中所包含的组成元件类似于本发明的放大器中所包含的它们对应物。同时，本发明的无线接收器包含用来放大由天线接收的接收信号的本发明的放大器；用来转换放大器的输出的频率的本发明的频率转换器；用来对接收信号的干扰信号作出判断的干扰信号判断部分；以及根据干扰信号判断部分的判断结果来改变放大器和频率转换器中的电流消耗的控制部分。
根据本发明的放大器，通过第一和第二反馈电路的适当设计，就能够采用简单结构来实现输入信号的基波、三阶互调波和二次谐波的负反馈。因此，就有可能提供具有宽的动态范围的放大器。
根据输入单端信号的放大器，在输入非差分信号的情况下，就能够采用简单结构来实现输入信号的基波、三阶互调波和二次谐波的负反馈。在这种情况下，采用以上所阐述的第一反馈电路，就有可能通过适当选择电感器的数值(或者电感器和电容器的数值)来调整放大电路的导通相位。特别是，采用具有电感器和电容器的第一反馈电路，就能够更加灵活地实现对基波和二次谐波的相位控制。同样，采用以上所阐述的放大电路，可以使用级连放大电路(或者单种类型放大电路)来放大输入信号。特别是，采用这类单种放大电路，就能够获得具有低噪声特性的放大器。此外，采用以上所阐述的第二反馈电路，就有可能通过适当选择第二反馈电路的各个元件的特性来调整在第二反馈电路中的导通相位。
根据输入差分信号的放大器，在输入差分信号的情况下，就能够采用简单结构来实现输入信号的基波、三阶互调波和二次谐波的负反馈。在这种情况下，采用以上所阐述的第一反馈电路、同相反馈部分和反相反馈部分，输入差分信号的放大器所具有的效果类似于输入单端信号的放大器所具有的效果。特别是，采用以上所阐述的电路B所构成的第一反馈电路，就能够以高灵活性的方式来实现输入信号的基波、三阶互调波和二次谐波的负反馈。同样，采用以上所阐述的电路C所构成的第一反馈电路，就能够以简单的结构且在差分放大电路中差分电路保持所形成的好的差分对的同时来实现输入信号的基波、三阶互调波和二次谐波的负反馈。
根据本发明频率变换器，通过第一和第二反馈电路的适当设计，就能够以简单的结构来实现输入信号的基波、三阶互调波和二次谐波的负反馈。因此，就有可能提供具有宽的动态范围的放大器。同时，按照本发明的无线终端，可以拓宽放大器和频率变换器的动态范围，而同时使电流消耗的增大最小。
通过以下结合附图的本发明详细讨论中，本发明的上述以及其它目的、性能、方面和优点将变得更加清晰。
附图的简要描述图1是根据本发明第一实施例的放大器的电路图；图2A至2F是描述根据本发明第一实施例的放大器工作的图解说明；图3是根据本发明第二实施例的放大器的电路图；图4是根据本发明第三实施例的放大器的电路图；图5A至5F是描述根据本发明第三实施例的放大器工作的图解说明；图6是根据本发明第四实施例的放大器的电路图；图7是根据本发明第五实施例的放大器的电路图；图8是根据本发明第六实施例的放大器的电路图；图9是根据本发明第七实施例的放大器的电路图；
图10是根据本发明第八实施例的放大器的电路图；图11A至11C是根据本发明的第一至第八实施例的第二反馈电路的另一电路图；图12是根据本发明第一实施例变型的放大器的电路图；图13是根据本发明第一实施例变型的放大器的另一电路图；图14是示出按照本发明第九实施例的无线终端的结构；图15是显示第一常规负反馈放大器的图解说明；图16是显示第二常规负反馈放大器的图解说明；图17是显示第三常规负反馈放大器的图解说明；图18是显示第四常规负反馈放大器的图解说明；和，图19是显示第六常规负反馈放大器的图解说明。
图20示出第六种传统的负反馈放大器。
具体实施例方式
(第一实施例)图1是根据本发明第一实施例的放大器的电路图。图1所示的放大器包括放大电路10、第一反馈电路20、第二反馈电路30、DC隔直电容器501a和503，以及扼流电感器502。该放大器所具有的性能是第一反馈电路和第二反馈电路的工作使得在两个反馈信号中所包括的基波信号相位组合以及在两个反馈信号中所包括的二次谐波信号相位组合，使之与输入信号的基波相位相移大约180度。同样，该放大器主要用于高频频带。
放大电路10包括双极型晶体管101和102，旁路电容器103以及偏置电路104和105。放大电路10放大输入端P1所输入的信号。第一反馈电路20包括一个电感器201和一个电容器202。第一反馈电路20将放大电路10中所包括的双极型晶体管101的发射极(放大电路10的反馈端)输出反馈至放大电路10的输入。电感器201和电容器202可用于调整第一反馈电路20的导通相位。第二反馈电路30包括阻301、电容器302和DC隔直电容器303，使得在放大电路10中所包括的双极型晶体管102的集电极(放大电路10的输出端)输出反馈至放大电路10的输入。电阻301和电容器302用于调整第二反馈电路30的导通相位。
在图1所说明的放大器中，输入端P1通过DC隔直电容器501连接着双极型晶体管101的基极。双极型晶体管101的集电极连接着双极型晶体管102的发射极，而双极型晶体管102的集电极通过DC隔直电容器503连接着输出端P2。双极型晶体管101的发射极通过电感器201接地。电容器202插入在双极型晶体管101的基极和发射极之间。偏置电路104和105的偏置电流分别提供给双极型晶体管101和102的基极。电阻301和电容器302相互并联连接。该并联电路和DC隔直电容器303以串联的方式插入在双极型晶体管101的基极和双极型晶体管102的集电极之间。双极型晶体管102的基极通过旁路电容器103接地。通过扼流电感器502相双极型晶体管102的集电极提供电源电压Vcc。
以下参考图2A至2F，讨论图1所示放大器的工作。这里，采用以下三种电路研究了导通相位的特性图2A所图解说明的电路包括双极型晶体管101、电感器201和电容器202；图2B所图解说明的电路包括双极型晶体管101和102，旁路电容器103、电感器201、电阻301和电容器302；图2C所图解说明的电路是一个将电容器202附加于图2B所示电路的电路。
图2D是显示图2A所示电路的输入信号(基波)和输出信号(基波和二次谐波)的相位图。正如图2D所示，在端点P4输出的反馈信号中所包括的基波S1a超前于输入端点P3的信号中所包括的基波S0相位角a。同样，在端点P4输出的反馈信号中所包括的二次谐波S2a超前于输入信号的基波S0相位角2a。在导通相位中超前的比率是由电感器201和电容器202的数值所确定的。
图2E是显示图2B所示电路的输入信号(基波)和输出信号(基波和二次谐波)的相位图。正如图2E所示，在端点P5输出的反馈信号中所包括的基波S1b滞后于输入端点P3的信号中所包括的基波S0相位角b。同样，在端点P5输出的反馈信号中所包括的二次谐波Sx滞后于输入信号的基波S0相位角2b。在导通相位中延迟的比率是由电阻301和电容器302的数值所确定的。
图2F是显示图2C所示电路的输入信号(基波)和输出信号(基波和二次谐波)的相位图。在图2F中所说明的是矢量相加，用于计算在图2D和2E所示反馈信号的合成信号(下文称之为合成反馈信号)。根据图2F，该合成反馈信号包括作为基波分量的(S1a+S1b)，和作为二次谐波分量的(S2a+S2b)。
图2C所示的电路具有两个反馈路径。其结果是，提供适当选择电感器201、电容器202和302，以及电阻301的数值，就有可能将合成反馈信号所包括的基波(S1a+S1b)相位和合成反馈信号所包括的二次谐波(S2a+S2b)的相位从输入信号的基波S0的相位相移大约180度，正如图2F所示。
于是，图1所示的放大器可以将相移180度的二次谐波反馈至输入。即，二次谐波可以负反馈至输入。此外，三阶互调波的频率接近于基波的频率。因此，本实施例的放大器可以将相移180度的三阶互调波反馈至输入。即，三阶互调波可以负反馈至输入。
这样，在图1所示的放大器中，可以通过电感器201和电容器202来调整第一反馈电路20的导通相位，以及可以通过电阻301和电容器302来调整第二反馈电路的导通相位。采用这种结构，就有可能将基波、三阶互调波和二次谐波以两个反馈电路的输出合成矢量方式负反馈至输入。此外，与常规放大器相比较，本实施例的放大器并没有使用带状线或缝隙线。因此，即使是在微波带中使用，该放大器也能容易地集成于半导体集成电路中。
正如以上所讨论的，根据本实施例的放大器，使用第一反馈电路20和第二反馈电路30，就能够适当地调整反馈信号的相位。这样，就有可能在整个放大器中获得输入信号的基波、三阶互调波和二次谐波的负反馈。于是，就能够采用简单结构来获得具有较宽动态范围的高频负反馈放大器。
(第二实施例)图3是根据本发明第二实施例的放大器的电路图。图3所示的放大器不同于根据第一实施例的放大器，它在结构上采用了差分对。以下所讨论的放大器的工作和效果类似于根据第一实施例的放大器，因此省略对其讨论。下文种仅仅只讨论该电路的结构。
图3所图示说明的放大器包括放大电路15、第一反馈电路25、第二反馈电路35、DC隔直电容器501a、501b、503a和503b，以及扼流电感器502a和502b。放大电路15、第一反馈电路25和第二反馈电路35是根据第一实施例的放大电路10、第一反馈电路20和第二反馈电路30的典型的变型，其中各电路都是由差分对所构成的。
放大电路15包括双极型晶体管101a、101b、102a和102b，以及偏置电路104和105。放大电路15放大由一对输入端{P1+，P1-}输入的差分信号。第一反馈电路25包括电感器201a和201b以及电容器202a和202b。这些电感器201a和201b以及电容器202a和202b可以用于调整第一反馈电路25的导通相位。第二反馈电路35包括电阻301a和301b、电容器302a和302b、以及DC隔直电容器303a和303b，使得放大电路15的输出可以反馈至其输入。电阻301a和301b以及电容器302a和302b可以用于调整第二反馈电路35的导通相位。值得注意的是，在差分电路中，通过只连接一对晶体管有可能获得如同非差分电路的旁路电容器的相同效果。于是，放大电路15就不再需要单独包括旁路电容器。
在图3所示的放大器中，输入端P1+通过DC隔直电容器501a连接着双极型晶体管101a的基极，而输入端P1-通过DC隔直电容器501b连接着双极型晶体管101b的基极。双极型晶体管101a和101b的集电极分别连接着双极型晶体管102a和102b的发射极。双极型晶体管102a的集电极通过DC隔直电容器503a连接着输出端P2+，而双极型晶体管102b的集电极通过DC隔直电容器503b连接着输出端P2-。双极型晶体管101a和101b的集电极分别连接着电感器202a和202b的一端。电感器202a和202b的另一端相互连接在一起，且它们的连接点Q1接地。电容器202a插入在双极型晶体管101a的基极和发射极之间，而电容器202b插入在双极型晶体管101b的基极和发射极之间。偏置电路104向双极型晶体管101a和101b的各自基极提供基极电流。偏置电路105向双极型晶体管102a和102b的各自基极提供基极电流。
电阻301a和电容器302a以并联方式相互连接，以形成一个并联电路。该并联电路和DC隔直电容器303a以串联方式插入在双极型晶体管101a的基极和双极型晶体管102a的集电极之间。电阻301b和电容器302b以并联方式相互连接，以形成一个并联电路。该并联电路和DC隔直电容器303b以串联方式插入在双极型晶体管101b的基极和双极型晶体管102b的集电极之间。分别通过扼流电感器502a和502b向双极型晶体管102a和102b提供功率电压Vcc。
(第三实施例)图4是根据本发明第三实施例的放大器的电路图。图4所示的放大器类似于根据第二实施例的放大器，除了采用第一反馈电路26替代了第一反馈电路25。因此，在图4中，类似于根据第二实施例的元件将采用相同的标号，并不再对其进行讨论。
第一反馈电路26包括电感器201a、201b、和203，以及电容器202a和202b。如同第二实施例，双极型晶体管101a和101b的发射极分别连接着电感器201a和201b的一端。而电感器201a和201b的另一端相互连接在一起，它们的连接点Q2通过电感器203接地。电容器202a插入在双极型晶体管101a的发射极和基极之间，而电容器202b插入在双极型晶体管101b的发射极和基极之间。电感器203用于调整第一反馈电路26的二次谐波的导通相位。
以下参考图5A至5F，讨论图4所示放大器的工作。第一反馈电路26可提供差分信号。因此，在连接点Q2上，两个输入信号是相互抵消的。在该连接点Q2上的电位始终为0，即使输入信号是交流信号。因此，输出信号的基波分量的导通相位就不受电感器203的影响。这里，输出信号的二次谐波分量可以采用角速度来表示，可以将同相信号表示为cos(2t)，以及将反相信号表示为cos(2(t+))＝cos(2t)。因此，很显然，同相信号和反相信号是同相的。正是由于这一原因，输出信号的二次谐波分量的导通相位会受到电感器202的影响而延迟。
这里，如同第一实施例，采用以下三种电路来研究导通相位特性图5A所示电路包括双极型晶体管101a和101b、电感器201a、201b和203以及电容器202a和202b；图5B所示电路双极型晶体管101a、101b、102a和102b、电感器201a、201b和203、电阻301a和301b、以及电容器302a和302b；图5C所示电路是一个图5A所示的电路附加电容器202a和202b的电路。
图5D是显示图5A所示电路的输入信号(基波)和输出信号(基波和二次谐波)的相位图。正如图5D所示，从端点P4+和P4-输出的反馈信号中所包括的基波S1c超前于输入端点P3+和P3-的信号中所包括的基波S0相位角c。同样，在端点P4+和P4-输出的反馈信号中所包括的二次谐波S2c超前于输入信号的基波S0相位角2c’(＜2c)。值得注意的是，2c’小于2c，并且反馈信号中所包括的二次谐波S2c滞后于相位超前量为2c的信号。这是因为基波的导通相位是由电感器201a和201b的数值所确定的，而二次谐波的导通相位是由进一步考虑电感器203的这些数值所确定的。
图5E是显示图5B所示电路的输入信号(基波)和输出信号(基波和二次谐波)的相位图。正如图5E所示，在端点P5+和P5-输出的反馈信号中所包括的基波S1d滞后于输入端点P3+和P3-的信号中所包括的基波So相位角d。同样，在端点P4+和P4-输出的反馈信号中所包括的二次谐波S2d滞后于输入信号的基波S0相位角2d’(＜2d)。值得注意的是，2d’小于2d，并且反馈信号中所包括的二次谐波S2d超前于相位超前量为2d的信号。这是因为基波的导通相位是由电感器201a和201b的数值所确定的，而二次谐波的导通相位是由进一步考虑电感器203的这些数值所确定的。
图5F是显示图5C所示电路的输入信号(基波)和输出信号(基波和二次谐波)的相位图。在图5F中所说明的是矢量相加，用于计算在图5D和5E所示反馈信号的合成信号(下文称之为合成反馈信号)。根据图5F，该合成反馈信号包括作为基波分量的(S1c+S1d)，和作为二次谐波分量的(S2c+S2d)。
图5C所示的电路具有两个反馈路径。其结果是，提供适当选择电感器201a、201b和203、电容器202a、202b、303a和302b，以及电阻301a和301b的数值，就有可能将合成反馈信号所包括的基波(S1a+S1b)相位和合成反馈信号所包括的二次谐波(S2a+S2b)的相位从输入信号的基波S0的相位相移大约180度，正如图5F所示。
于是，如同根据第二实施例的放大器情况，图4所示的放大器可以将二次谐波负反馈至输入。此外，三阶互调波的频率接近于基波的频率。因此，本实施例的放大器可以将三阶互调波负反馈至输入。
这样，在图4所示的放大器中，可以通过电感器201a、201b和203以及电容器202a和202b来调整第一反馈电路26的导通相位，以及可以通过电阻301a和301b以及电容器303a和302b来调整第二反馈电路的导通相位。这样，就有可能采用简单结构将输入信号的基波、三阶互调波和二次谐波负反馈至输入。
此外，与常规放大器相比较，根据第三实施例的放大器还包括电感器203，可用于单独调整二次谐波分量。这样，就有可能采用简单结构来单独调整输入信号的基波、三阶互调波和二次谐波的导通相位。因此，就有可能，例如，预先选择电感器201a和201b的数值，随后再选择电感器203的数值，从而优化诸如噪声特性的其它高频特性。
正如以上所讨论的，根据本实施例的放大器，通过提供电感器202，就能够获得比第二实施例的放大器更灵活以及具有较宽动态范围的高频负反馈放大器。
(第四实施例)图6是根据本发明第四实施例的放大器的电路图。图6所示的放大器类似于根据第二实施例的放大器，除了采用第一反馈电路27替代了第一反馈电路25。因此，在图6中，类似于根据第二实施例的元件将采用相同的标号，并不再对其进行讨论。
第一反馈电路27包括电容器202a和202b，以及电感器204。不同于第二实施例，双极型晶体管101a和101b的发射极直接相互连接在一起，并且它们的连接点Q3通过电感器204接地。电感器204用于调整放大电路的二次谐波导通相位。
在图6所示的放大器中，电阻301a和301b以及电容器202a、202b、302a和302b的工作使得基波相移180度反馈至输入端。即，基波可以负反馈至输入。同样，在该放大器中，电感器204的工作使得二次谐波相移180度反馈至输入端。即，二次谐波可以被负反馈。此外，三阶互调波的频率可以接近于基波频率。因此，该实施例的放大器可以将三阶互调波相移180度反馈至输入端。即，三阶互调波可以负反馈至输入。
于是，在图6所示的放大器中，第一反馈电路27的导通相位可以由电容器202a和202b以及电感器203来调整，而第二反馈电路35的导通相位可以由电阻301a和301b以及电容器302a和302b来调整。这样，就有可能采用一种简单的结构将输入信号的基波、三阶互调波和二次谐波负反馈至输入端。
一般来说，在差分放大器电路中，较佳的是，两个差分电路形成一个好的差分对，即，作为在差分放大电路中的差分对的这些差分电路的特性(DC和AC特性)是相互接近的。然而，在根据第三实施例的放大器中，使用了电感器201a和201b，由于受到杂散电容和寄生电阻等等的变化的影响，差分电路就不能一直构成很好的差分对。相比较，在图6所示的放大器中，没有使用电感器201a和201b。因此，就有可能获得能够保持很好差分对的差分电路的效果。
正如以上所讨论的，根据本实施例的放大器，由于没有提供电感器201a和201b，就有可能在差分放大电路中保持很好差分对的差分电路的同时，获得具有较宽动态范围的高频负反馈放大器。
(第五实施例)图7是根据本发明第五实施例的频率变换器的电路图。图7所示的频率变换器包括放大电路10，第一反馈电路20，第二反馈电路30，频率变换器电路40，DC隔直电容器501、503a、503b、504a和504b，以及扼流电感器502a和502b。该频率变换器是通过将频率变换器电路40附加在根据第一实施例的放大器所构成的。在图7中，类似于根据第一实施例的元件将采用相同的标号，并不再对其进行讨论。
频率变换器电路40包括双极型晶体管401和402，偏置电路403，以及电容器404，从而可以变换由放大器电路10所提供的信号频率。
在图7所示的频率变换器中，输入端P1+通过DC隔直电容器501连接着双极型晶体管101的基极。双极型晶体管101的集电极连接着双极型晶体管102的发射极。双极型晶体管102的集电极连接着双极型晶体管401和402的两个发射极。双极型晶体管401的集电极通过DC隔直电容器503a连接着输出端P3+，而双极型晶体管402的集电极通过DC隔直电容器503b连接着输出端P3-。双极型晶体管101的发射极通过电感器201接地。电容器202插入在双极型晶体管101的基极和发射极之间。由偏置电路104和105分别向双极型晶体管101和102的基极提供基极电流。由偏置电路403向双极型晶体管401和402的各自基极提供基极电流。
电阻301和电容器302以并联的方式相互连接，以形成一个并联电路。该并联电路和DC隔直电容器303以串联的方式插入在双极型晶体管101的基极和双极型晶体管102的集电极之间。双极型晶体管102的基极通过旁路电容器103接地。分别通过扼流电感器502a和502b向双极型晶体管401和402的集电极提供电源电压Vcc。
输入端P2+通过DC隔直电容器504a连接着双极型晶体管401的基极，而输入端P2-通过DC隔直电容器504连接着双极型晶体管402的基极。电容器404插入在双极型晶体管401和402的集电极之间，以减小本级信号的二次谐波泄漏到输出端P3+和P3-。
在正常的使用中，由天线所接受到的RF(无线电频率)信号随后由低噪声放大器放大。由本地振荡器(LO)提供的LO信号被提供给一对输入端{P1+，P1-}。由本机振荡器所产生的LO(本机振荡器)信号提供给输入端P2+和P2-。输出端P3+和P3-所输出的信号是主要包含中频的信号的IF(中频)信号。
如同第一实施例的放大器，图7所示的频率变换器可以将输入端P1所提供的RF信号相移180度之后基波信号和二次谐波反馈。即，将基波信号和二次谐波负反馈至输入。此外，三阶互调波的频率可以接近于基波频率f0。因此，频率变换器可以将三阶互调波相移180度反馈至输入端。即，三阶互调波可以负反馈至输入。
于是，在图7所示的频率变换器中，第一反馈电路20的导通相位可以由电感器201和电容器202来调整，而第二反馈电路30的导通相位可以由电阻301和电容器302来调整。这样，就有可能采用一种简单的结构将输入信号的基波、三阶互调波和二次谐波负反馈至输入端。此外，与常规放大器相比较，本实施例的频率变换器并没有使用带状线或缝隙线。因此，即使是在微波频带中使用，该频率变换器也能容易地集成于半导体集成电路。
此外，常规频率变换器所存在的缺陷是频率变换电路中所产生LO信号的二次谐波会影响放大器电路的工作。相比较，在图7所示的频率变换器中，可以调整第一反馈电路20，使得在频率变换器电路40中所产生的LO信号的二次谐波在相位上由第一反馈电路20和放大电路10移相180度后输出至频率变换器电路40。其结果是，就有可能减小在频率变换器电路40中所产生的LO信号的二次谐波的电平。
正如以上所讨论的，根据本实施例的频率变换器，使用第一反馈电路20和第二反馈电路30来适当地调整反馈信号的相位，从而能够在整个频率变换器中获得输入信号的基波、三阶互调波和二次谐波的负反馈。于是，就能够采用简单的结构来获得具有较宽动态范围的高频负反馈放大器。
(第六实施例)图8是根据本发明第六实施例的频率变换器的电路图。图8所示的频率变换器不同于根据第五实施例的频率变换器，在它的结构上，采用了差分对。频率变换器的工作和效果类似于根据第五实施例的频率变换器，因此省略对其进行讨论。下文只对电路结构进行讨论。
图8所示的频率变换器包括放大器电路15，第一反馈电路25，第二反馈电路35，频率变换器电路45，DC隔直电容器501a、501b、503a、503b、504a和504b，以及扼流电感器502a和502b。放大器电路15，第一反馈电路25和第二反馈电路35是根据第五实施例的放大器电路10，第一反馈电路20和第二反馈电路30的典型变型，各自都是采用差分对所构成的。
放大器电路15，第一反馈电路25和第二反馈电路35类似于根据第二实施例的频率变换器中的电路，因此省略对其的讨论。频率变换器45包括双极型晶体管401a、401b、402a和402b，偏置电路403和电容器404，并且变换由放大电路15所输出的信号的频率。
在图8所示的频率变换器中，输入端P1+通过DC隔直电容器501a连接着双极型晶体管101a的基极，而输入端P1-通过DC隔直电容器501b连接着双极型晶体管101b的基极。双极型晶体管101a的集电极分别连接着双极型晶体管102a的发射极，而双极型晶体管101b的集电极连接着双极型晶体管102b的发射极。双极型晶体管102a的集电极连接着双极型晶体管401a和402a的两个发射极，双极型晶体管102b的集电极连接着双极型晶体管401b和402b的两个发射极。双极型晶体管401a和401b的集电极在连接点R1相连，而双极型晶体管402a和402b的集电极在连接点R2相连。连接点R1通过DC隔直电容器503a连接着输出端P3+，而连接点R2通过DC隔直电容器503b连接着输出端P3-。双极型晶体管101a和101b的发射极分别连接着电感器201a和201b的一端。电感器201a和201b在各自另一端上相互连接在一起，并且它们的连接点Q1接地。电容器202a插入在双极型晶体管101a的基极和发射极之间，而电容器202b插入在双极型晶体管101b的基极和发射极之间。将偏置电路104的偏置电流提供给双极型晶体管101a和101b的各自基极。将偏置电路105的偏置电流提供给双极型晶体管102a和102b的各自基极。将偏置电路403的偏置电流提供给双极型晶体管401a、401b、402a和402b的各自基极。
电阻301a和电容器302a以并联的方式相互连接，以形成一个并联电路。该并联电路和DC隔直电容器303a以串联的方式插入在双极型晶体管101a的基极和双极型晶体管102a的集电极之间。电阻301b和电容器302b以并联的方式相互连接，以形成一个并联电路。该并联电路和DC隔直电容器303b以串联的方式插入在双极型晶体管101b的基极和双极型晶体管102b的集电极之间。通过扼流电感器502a和502b向连接点R1和R2提供电源电压Vcc。
输入端P2+通过DC隔直电容器504a连接着双极型晶体管401a和402b的各自基极，而输入端P2-通过DC隔直电容器504b连接着双极型晶体管401b和402a的各自基极。电容器404插入在连接点R1和连接点R2之间，以减小本级信号的二次谐波泄漏到输出端P3+和P3-。
(第七实施例)图9是根据本发明第七实施例的频率变换器的电路图。图9所示的频率变换器类似于根据第六实施例的频率变换器，除了采用第一反馈电路26替代了第一反馈电路25。
图9所示的频率变换器的结构和效果等同于根据第一和第三实施例的放大器和根据第五和第六实施例的频率变换器的上述讨论，并因此不再对其进行讨论。
根据本实施例的频率变换器，通过提供电感器203，就能够采用简单的结构来获得具有较宽动态范围且比第六实施例的频率变换器更灵活的高频负反馈频率变换器。
(第八实施例)图10是根据本发明第六实施例的频率变换器的电路图。图10所示的频率变换器类似于根据第六实施例的频率变换器，除了采用第一反馈电路27替代了第一反馈电路25。
图10所示的频率变换器的结构和效果等同于根据第一和第四实施例的放大器和根据第五和第六实施例的频率变换器的上述讨论，并因此不再对其进行讨论。
根据本实施例的频率变换器，由于没有提供电感器201a和201b，就有可能在差分放大电路中保持形成很好差分对的差分电路的同时，获得具有较宽动态范围的高频负反馈频率变换器。
(实施例的变型)以下将讨论根据第一至第四实施例的放大器和第五至第八实施例的频率变换器的典型变型。以下所讨论的放大器和频率变换器具有类似于以上所讨论的放大器和频率变换器的效果。
首先，在各个实施例中所显示的第二反馈电路30和35都可以采用另一种反馈电路来取代。例如，这类反馈电路可以使用图11A至11C所示的三类电路中的任何一种的两个电路作为一对来形成。图11A所示的电路31包括电阻311和电容器312和313。电阻311和电容器312以串联的方式相互连接，以形成一个串联电路，并以并联的方式与电容器313相连接。图11B所示的电路32包括电容器321和322，以及一个电阻323。电容器321和322以串联的方式相互连接，并且它们的连接点S1通过电阻323接地。图11C所示的电路33包括电容器331和332，以及一个电感器333。电容器331和332以串联的方式相互连接，并且它们的连接点S2通过电感器333接地。
考虑在将图11A所示的反馈电路用于形成根据第一实施例的放大器的情况。在该情况下，端点P7连接着双极型晶体管101的基极，而端点P8连接着双极型晶体管102的集电极。在将图11A至图11C所示的任何一个电路用于形成不是第一实施例的其它实施例的放大器的情况下，也是相同的。值得注意的是，由差分对所构成的第二反馈电路可以使用一对两个电路35来构成，这两个电路类同于图11A至11C所示的三个电路中的一个。
同样，在各个实施例所示的反馈电路中，反馈信号可以根据诸如输入信号的电平来变化其幅度和相位。例如，可以采用反馈电路中的电容器来取代变容二极管(见图12)。在图12所示的放大器中，第一反馈电路29包括一个变容二极管252，而第二反馈电路39包括一个变容二极管352。例如，阻抗控制信号Vct11和Vct12的电压可以随着输入信号的电平而变化。在阻抗控制信号Vct11电压中的变化会引起变容二极管352的电容数值发生变化，而在阻抗控制信号Vct12电压中的变化会引起变容二极管252的电容数值发生变化。其结果是，反馈信号改变了幅度和相位。这样，就有可能控制放大电路使之在输入功率较小时获得高增益和低IIP3(第三个输入截止点)，以及控制放大电路使之在输入功率较大时获得低增益和高IIP3。
同样，取代在各个实施例中的级连放大器电路10或15，可以使用具有另一种结构的放大器电路。例如，可以使用单种类型放大电路(参见图13)。在图13所说明的放大器中，放大器电路11包括双极型晶体管101，以及一个偏置电路104。双极型晶体管101的集电极通过DC隔直电容器503连接着输出端点P2。除了以上所讨论的放大电路结构，图13所示的放大器类似于根据第一实施例的放大器。采用这类单种类型端放大电路，就能够获得具有低噪声特性的放大器。通过将单和类型放大电路应用于其它实施例中的放大器和频率变换器，也能够获得以上相同的效果。
此外，在各个实施例中所示的双极型晶体管都可以采用SiGe/Si、AlGaAs/GaAs或者GaInP/GaAs制成的异质结型双极型晶体管来取代。于是，有可能获得在高频具有低噪声和低失真特性的放大器和频率变换器。同样，双极型晶体管可以采用MOSFET来取代。于是，采用低成本的CMOS工艺，有可能采用低成本的方式来制成根据本实施例的放大器和频率变换器。值得注意的是，这类可取代的双极型晶体管可以包括图1中采用标记101和102，图3、4和6中采用标记101a、101b、102a和102b，图7中采用标记101、102、401和402，以及在图8、9和10中采用标记101a、101b、102a、102b、401a、401b、402a和402b的晶体管。
还有，在上述实施例中，可以采用电感器和电容器来实现第一反馈电路20、25、26和27。另外，也可以采用电感器和电容器相互并联连接的电路来取代电感器。这样，就能够以更加灵活的方式来进行基波和二次谐波的相位控制。值得注意的是，这类可被取代的电感器是图1和图7中采用标记201，图3和8中采用标记201a和201b，图4和9中采用标记201b和203，以及图6和10中采用标记204的电感器。
在以上所讨论的实施例中，较佳的是，实现多晶硅制成的电阻、MOS电容器或者MIM(金属绝缘金属)制成的电容器、以及由铝、铜或金的引线层所制成的电感器。这样，根据以上实施例的放大器和频率变换器可以较容易地集成于半导体集成电路，值得注意的是，较佳的是由多晶硅所实现的这类电阻是在图1和7中采用标记301，以及图3、4、6、8、9和10中采用标记301a和301b的电阻。同样，较佳的是由MOS电容器所实现的这类电容器是在图1中采用标记103、202、302和303，图3、4和6中采用标记202a、202b、302a、302b、303a和303b，图7中采用标记103、202、302、303和404，以及在图8、9和10中采用标记202a、202b、302a、302b、303a、303b和404的电容器。此外，较佳的是由引线层所实现的这类电感器是在图1和7采用标记201，图3和8中采用标记201a和201b，以及在图4和9中采用标记201a、201b和202，以及在图6和10中采用标记204的电感器。
还有，在根据上述实施例的放大器和频率变换器中的反馈信号相位会受到从器件一侧所看到的信号源侧阻抗和从器件一侧所看到的负载侧阻抗的影响。因此，当匹配电路用于根据上述实施例的放大器和频率变换器的输入或输出时，第一反馈电路和第二反馈电路是必须根据匹配电路的阻抗来设计，使得在基波和二次谐波的各自输入信号和反馈信号之间的相位差是180度。
正如以上所讨论的，根据第一至第四实施例的放大器，根据第五至第八实施例的频率变换器，以及上述实施例的典型变型，第一反馈电路的导通相位和第二反馈电路的导通相位都是可以调整的。采用这种调整，就可以在整个放大器和变换器中，将输入信号的基波、三阶互调波，以及二次谐波负反馈至输入。因此，有可能获得各自都采用简单结构且具有宽的动态范围的高频负反馈放大器和高频负反馈频率变换器。
(第九实施例)图14是按照本发明的第九实施例的无线终端的结构。在同时执行发送和接收的无线终端中，由发送电路产生的一部分发送信号在进行发送时，泄漏到接收电路中。在发送时，要求接收电路中所包含的放大器和频率变换器有很宽的动态范围。另一方面，在不进行发送时，要求接收电路中所包含的放大器和频率变换器所消耗的电流较小。
因此，作为接收电路中所包含的放大器和频率变换器，按照本发明的无线终端包括按照本发明的第一至第四实施例的放大器42及其修改形式，以及按照第五至第八实施例的频率变换器及其修改形式。同时，无线终端包括用来改变放大器42以及频率变换器80中的电流消耗的控制部分90。
当从发送基带电路12接收到发送开始消耗时，控制部分90使调制器13和放大器41处于“开启(ON)”状态。结果，从发送电路泄漏到接收电路的泄漏信号的电平增大。因此，控制部分90执行控制，从而在从发送基带电路12接收到发送开始信号时，放大器42和频率变换器80中的电流信号增大。
放大器42和频率变换器80分别是负反馈放大器和负反馈频率变换器。因此，如果电流信号增大，则放大器42和频率变换器80的增益显著增大。因此，可以实现具有宽动态范围的无线终端，而不会引起无线终端的电平图结构的大变化。
下面参照图14描述无线终端的详细结构。图14中，发送基带电路12、调制器13、放大器41、隔离器50以及滤波器51组成发送电路，而滤波器52至54、放大器42和70、信号发生器60、频率变换器80、解调器21以及接收基带电路20组成接收电路。从发送电路泄漏到接收电路的泄漏信号变成接收电路的干扰信号。同时，发送基带电路12用作发送信号发生部分，而控制部分90用作干扰信号判断部分和控制部分。
发送基带电路12产生发送信号，而调制器13调制从发送基带电路12输出的发送信号。解调器21对从滤波器54输出的接收信号进行解调，而接收基带电路22执行从解调器21输出的接收信号的预定处理。放大器41、42和70对输入信号进行放大，而滤波器51至54执行对输入信号的滤波。隔离器50沿一个方向传送信号。信号发生器60产生具有预定频率的信号。频率变换器80将两个输入信号进行混合。天线9进行电波的发送和接收。
如上所述，当从发送基带电路12接收到发送开始信号时，控制部分90使调制器13和放大器41处于“开启状态，并进行控制，使得放大器42和频率变换器80中的电流消耗增大。例如，控制部分90执行控制，使得如图1中所示的放大器中所包括的偏置电路的偏置电压增大，或者使如图7中所示的频率变换器中所包括的偏置电路的偏置电压增大。因此，放大器42和频率变换器80中的电路消耗增大，并且放大器42和频率变换器80中的失真水平也提高。这样，从发送电路泄漏到接收电路的泄漏消耗的电平也变高，从而控制放大器42和频率变换器80中的电流消耗也较高。
下面通过描述图14中所示的无线终端的操作来描述本发明的无线接收器和无线接收方法。下文中，为了便于读者理解所进行的描述，将把无线终端的操作划分为三个部分发送、接收和控制。注意，实际上，三个部分是同时执行的。
(1)发送发送基带电路12产生发送信号，并向调制器13输出发送信号。调制器13对从发送基带电路12输出的发送信号进行调制，并向放大器41输出经调制的信号。放大器41对从调制器13输出的发送信号进行放大，并向隔离器50输出经放大的信号。隔离器50向滤波器51输出从放大器41输出的发送信号，并禁止从滤波器51而来的放射信号输入到放大器41内。滤波器51对从隔离器50输出的发送信号进行滤波，并向天线9输出所得到的信号。天线9采用无线电波发送从滤波器51输出的发送信号。
(2)接收天线9采用无线电波接收接收信号，并向滤波器52输出接收信号。滤波器52对从天线9输出的接收信号进行滤波，并向放大器42输出所得到的信号。放大器42对从滤波器52输出的接收信号进行放大，并将经放大的信号输出到滤波器53。滤波器53对从放大器42输出的接收信号进行滤波。并将所得到的信号输出到频率变换器80。频率变换器80将从滤波器53输出的接收信号和本地信号(由信号发生器60产生并由放大器70放大的信号)进行混合，并将所得到的信号输出到滤波器54。滤波器54对从频率变换器80输出的接收信号进行滤波，并将所得到的信号输出到解调器21。解调器21对从滤波器54输出的接收信号进行解调，并将经解调的信号输出到接收基带电路22。接收基带电路22对从解调器21输出的接收信号进行预定的处理。
(3)控制当从发送基带电路12接收到发送开始信号时，控制部分90使调制器13和放大器41处于“开启”状态，并进行控制，使得放大器42和频率变换器80中的电流消耗增大。同时，当从发送基带电路12接收到发送终止信号时，控制部分90使调制器13和放大器41处于“关闭”状态，并进行控制，从而减小放大器42和频率变换器80中的电流消耗。因此，放大器42和频率变换器80中的电流消耗受到控制，从而在从发送电路泄漏到接收电路的泄漏信号较高时增大。
如上所述，按照本发明的无线终端，即使采用同时进行发送和接收的通信方案(即，W-CDMA方案)，也可以加大放大器和频率变换器的动态范围，并且同时使电流消耗的增大为最小。因此，可以同时实现动态范围较宽，而电流消耗降低。
本发明的放大器和频率变换器各自都具有宽的动态范围且具有简单的结构。因此，本发明的放大器和频率变换器克英应用于各种类型的放大器和频率变换器，例如，无线通讯系统中的接收机。
在详细讨论本发明的过程中，上述讨论只是各个方面的说明，而不是限制。应该理解的是，可以在不背离本发明范围的条件下引申出众多的其它变型和改进。
权利要求
1.一种适用于为了输出而放大输入信号的放大器，该放大器包括放大电路(10、11和15)，设置在输入端至输出端的路径上，用于放大由输入端所输入的信号；第一反馈电路(20、25-27和29)，设置在放大电路的输入和输出端之间，用于将放大电路的反馈输出反馈至放大电路的输入，同时改变通过第一反馈电路的信号的相位；和，第二反馈电路(30-33、35和39)，设置在放大电路的输入和输出端之间，用于将放大电路的输出反馈至放大电路的输入，同时改变通过第二反馈电路的信号相位；其特征在于在由第一和第二反馈电路反馈的两个反馈信号中所包含的基波信号的相位组合成与输入端所输入的基波信号的相位相移大约180度。
2.如权利要求1所述的放大器，其特征在于，在第一和第二反馈电路反馈的两个反馈信号中所包含的二次谐波信号的相位组合成与输入端所输入的基波信号的相位相移大约180度。
3.如权利要求1所述的放大器，其特征在于，单端信号可以从输入端输入；和，所述放大电路(10和11)、第一反馈电路(20和29)和第二反馈电路(30-33，39)各自输入和输出单端信号。
4.如权利要求3所述的放大器，其特征在于，所述第一反馈电路(20)包括电感器(201)，它具有两端，一端连接着所述反馈端，而另一端接地；和，电容器(202)，它具有两端，一端连接着所述反馈端，而另一端连连接着输入端。
5.如权利要求3所述的放大器，其特征在于，所述第一反馈电路包括由电感器和电容器所构成的电路，其中电感器和电容器相互并联连接并具有两端，一端连接着所述反馈端，而另一端接地；和，电容器，它具有两端，一端连接着所述反馈端，而另一端连连接着输入端。
6.如权利要求3所述的放大器，其特征在于，所述放大电路(10)包括第一双极型晶体管(101)，其基极连接着所述放大电路的输入，而发射极连接着所述反馈端；和，第二双极型晶体管(102)，其发射极连接着所述第一双极型晶体管的集电极，而集电极连接着所述放大电路的输出。
7.如权利要求3所述的放大器，其特征在于，所述放大电路(11)包括一个具有基极、发射极和集电极的双极型晶体管(101)，其基极连接着所述放大电路的输入，发射极连接着所述反馈端，而集电极连接着所述放大电路的输出。
8.如权利要求3所述的放大器，其特征在于，所述第二反馈电路(30)包括电阻(301)；第一电容器(302)，它与所述电阻并联连接以形成一个并联电路；和，第二电容器(303)，它与所述并联电路串联连接。
9.如权利要求3所述的放大器，其特征在于，所述第二反馈电路(31)包括电阻(311)；第一电容器(312)，它与所述电阻串联连接以形成一个串联电路；和，第二电容器(313)，它与所述串联电路并联连接。
10.如权利要求3所述的放大器，其特征在于，所述第二反馈电路(32)包括第一和第二电容器(321和322)，它们相互串联连接；和，电阻(323)，它设置在所述第一和第二电容器的连接点和地之间。
11.如权利要求3所述的放大器，其特征在于，所述第二反馈电路(33)包括第一和第二电容器(331和332)，它们相互串联连接；和，电感器(333)，它设置在所述第一和第二电容器的连接点和地之间。
12.如权利要求1所述的放大器，其特征在于，由同相信号和反相信号所组成的差分信号从所述输入端输入，所述反馈端包括一个同相反馈端和一个反相反馈端，所述放大电路(15)包括同相放大部分(101a和102a)，该部分具有一个同相输入端，可对它输入同相信号，和同相反馈端，并能够基于同相信号工作；和，反相放大部分(101b和102b)，该部分具有一个反相输入端，可对它输入反相信号，和反相反馈端，并能够基于反相信号工作；所述第一反馈电路(25-27)包括一个或多个反馈部分(201a、202a、201b、202b、203和204)，和，所述第二反馈电路(35)包括基于同相信号工作的同相反馈部分(301a、302a和303a)；和，基于反相信号工作的反相反馈部分(301b、302b和303b)。
13.如权利要求12所述的放大器，其特征在于，所述第一反馈电路(25)包括第一和第二反馈部分(201a、202a、201b和202b)，且各自具有三个端点，其中一端是接地的，所述第一反馈部分的另一端连接着所述同相反馈端；所述第一反馈部分的还有一端连接着所述同相输入端；所述第二反馈部分的另一端连接着所述反相反馈端；和，所述第二反馈部分的还有一端连接着所述反相输入端。
14.如权利要求12所述的放大器，其特征在于，所述第一反馈电路(26)包括第一和第二反馈部分(201a、202a、201b和202b)，且各自具有三个端点，其中一端连接着连接点；还包括第三反馈部分(203)，且具有两端，其中一端连接着连接点，所述第一反馈部分的另一端连接着所述同相反馈端；所述第一反馈部分的还有一端连接着所述同相输入端；所述第二反馈部分的另一端连接着所述反相反馈端；所述第二反馈部分的还有一端连接着所述反相输入端；和，所述第三反馈部分的另一端接地。
15.如权利要求12所述的放大器，其特征在于，所述同相反馈端和反相反馈端直接相互连接，所述第一反馈电路(27)包括第一至第三反馈部分(202a、202b和204)，且各自具有两个端点，其中一端连接着所述同相反馈端和反相反馈端，所述第一反馈部分的另一端连接着所述同相输入端；所述第二反馈部分的另一端连接着所述反相输入端；和，所述第三反馈部分的另一端接地。
16.如权利要求12所述的放大器，其特征在于，所述反馈部分具有一个电感器(201a、201b、203和204)。
17.如权利要求12所述的放大器，其特征在于，所述反馈部分具有一个电感器和电容器相互并联连接的电路。
18.如权利要求12所述的放大器，其特征在于，所述同相反馈部分和反相反馈部分各自包括第一双极型晶体管(101a和101b)，各自具有基极和发射极，其基极连接着所述放大部分的输入，发射极连接着所述同相反馈端或反相反馈端中的一端；和，第二双极型晶体管(102a和102b)，其发射极连接着所述第一双极型晶体管的集电极，而集电极连接着放大部分的输出。
19.如权利要求12所述的放大器，其特征在于，所述同相反馈部分和反相反馈部分各自包括一个双极型晶体管(101a和101b)，其具有基极、发射极和集电极，其基极连接着所述放大部分的输入，发射极连接着所述同相反馈端或反相反馈端中的一端；而集电极连接着所述放大部分的输出。
20.如权利要求12所述的放大器，其特征在于，所述同相反馈部分和反相反馈部分各自包括电阻(301a和301b)；第一电容器(302a和302b)，与所述电阻并联连接，以形成一个并联电路；和，第二电容器(303a和303b)，以串联的方式连接着所述并联电路。
21.如权利要求12所述的放大器，其特征在于，所述同相反馈部分和反相反馈部分各自包括电阻；第一电容器与所述电阻串联连接，以形成一个串联电路；和，第二电容器，以并联的方式连接着所述串联电路。
22.如权利要求12所述的放大器，其特征在于，所述同相反馈部分和反相反馈部分各自包括第一和第二电容器相互串联连接；和，电阻，设置在第一和第二电容器的连接点和地之间。
23.如权利要求12所述的放大器，其特征在于，所述同相反馈部分和反相反馈部分各自包括第一和第二电容器相互串联连接；和，电感器，设置在第一和第二电容器的连接点和接地之间。
24.如权利要求1所述的放大器，其特征在于，所述第一反馈电路(29)的电抗随着第一电抗控制信号而变化，以及所述第二反馈电路(39)的电抗随着第二电抗控制信号而变化。
25.一种适用于放大输入信号且随后变换该放大信号的频率的频率变换器，该频率变换器包括放大电路(10、11和15)，设置在输入端至输出端的路径上，用于放大从输入端所输入的信号；频率变换电路(40)，用于变换由放大电路所放大的信号频率；第一反馈电路(20、25-27和29)，设置在放大电路的输入和反馈端之间，用于将放大电路的反馈输出反馈至放大电路的输入，同时改变通过第一反馈电路的信号相位；和，第二反馈电路(30-33、35和39)，设置在放大电路的输入和反馈端之间，用于将放大电路的反馈输出反馈至放大电路的输入，同时改变通过第二二反馈电路的信号相位；其特征在于在第一和第二反馈电路反馈的两个反馈信号中所包含的基波信号的相位组合成与输入端所输入的基波信号的相位相移大约180度。
26.如权利要求25所述的频率变换器，其特征在于，在第一和第二反馈电路反馈的两个反馈信号中所包含的二次谐波信号的相位组合成与输入端所输入的基波信号的相位相移大约180度。
27.如权利要求25所述的频率变换器，其特征在于，单端信号可以从输入端输入；和，所述放大电路(10和110)、第一反馈电路(20和29)和第二反馈电路(30-33，39)各自输入和输出单端信号。
28.如权利要求27所述的频率变换器，其特征在于，所述第一反馈电路(20)包括电感器(201)，它具有两端，一端连接着所述反馈端，而另一端接地；和，电容器(202)，它具有两端，一端连接着所述反馈端，而另一端连连接着输入端。
29.如权利要求27所述的频率变换器，其特征在于，所述第一反馈电路(20)包括由电感器和电容器所构成的电路，其中电感器和电容器相互并联连接并具有两端，一端连接着所述反馈端，而另一端接地；和，电容器，它具有两端，一端连接着所述反馈端，而另一端连连接着输入端。
30.如权利要求25所述的频率变换器，其特征在于，由同相信号和反相信号所组成的差分信号从所述输入端输入，所述反馈端包括一个同相反馈端和一个反相反馈端，所述放大电路(15)包括同相放大部分(101a和102a)，该部分具有一个同相输入端，可对它输入同相信号，和同相反馈端，并能够基于同相信号工作；和，反相放大部分(101b和102b)，该部分具有一个反相输入端，可对它输入反相信号，和反相反馈端，并能够基于反相信号工作；所述第一反馈电路(25-27)包括一个或多个反馈部分(201a、202a、201b、202b、203和204)，和，所述第二反馈电路(35)包括基于同相信号工作的同相反馈部分(301a、302a和303a)；和，基于反相信号工作的反相反馈部分(301b、302b和303b)。
31.如权利要求30所述频率变换器，其特征在于，所述第一反馈电路(25)包括第一和第二反馈部分(201a、202a、201b和202b)，且各自具有三个端点，其中一端是接地的，所述第一反馈部分的另一端连接着所述同相反馈端；所述第一反馈部分的还有一端连接着所述同相输入端；所述第二反馈部分的另一端连接着所述反相反馈端；和，所述第二反馈部分的还有一端连接着所述反相输入端。
32.如权利要求30所述频率变换器，其特征在于，所述第一反馈电路(26)包括第一和第二反馈部分(201a、202a、201b和202b)，且各自具有三个端点，其中一端连接着连接点；还包括第三反馈部分(203)，且具有两端，其中一端连接着连接点，所述第一反馈部分的另一端连接着所述同相反馈端；所述第一反馈部分的还有一端连接着所述同相输入端；所述第二反馈部分的另一端连接着所述反相反馈端；所述第二反馈部分的还有一端连接着所述反相输入端；和，所述第三反馈部分的另一端接地。
33.如权利要求30所述频率变换器，其特征在于，所述同相反馈端和反相反馈端直接相互连接，所述第一反馈电路(27)包括第一至第三反馈部分(202a、202b和204)，且各自具有两个端点，其中一端连接着所述同相反馈端和反相反馈端，所述第一反馈部分的另一端连接着所述同相输入端；所述第二反馈部分的另一端连接着所述反相输入端；和，所述第三反馈部分的另一端接地。
34.如权利要求30所述频率变换器，其特征在于，所述反馈部分具有一个电感器(201a、201b、203和204)。
35.如权利要求30所述频率变换器，其特征在于，所述反馈部分具有一个电感器和电容器相互并联连接的电路。
36.如权利要求25所述频率变换器，其特征在于，所述第一反馈电路(29)的电抗随着第一电抗控制信号而变化，以及所述第二反馈电路(39)的电抗随着第二电抗控制信号而变化。
37.一种无线接收器，其特征在于，它包含用来放大由天线接收的接收信号的按照权利要求1所述的放大器(42)；用来变换所述放大器的输出的频率的按照权利要求25所述的频率变换器(80)；用来对所述接收信号的干扰信号作出判断的干扰信号判断部分(90)；以及根据所述干扰信号判断部分中的判断结果来改变所述放大器和频率变换器中的电流消耗的控制部分(90)。
38.如权利要求37所述的无线接收器，其特征在于，所述控制部分(90)在作出干扰信号水平较高的判断时增大所述放大器和所述频率变换器中的电流消耗。
39.如权利要求38所述的无线接收器，其特征在于，它还包含用来产生要从所述天线发送的发送信号的发送信号生成部分(10)，其中，所述干扰信号判断部分(90)根据是否产生所述发送信号作出判断。
全文摘要
放大电路(10)放大从输入端(P1)所输入的信号。第一反馈电路(20)设置在双极型晶体管(101)的发射极和放大电路(10)的输入之间。第二反馈电路(30)设置在放大电路(10)的输入和输出之间，用于将放大电路(10)的输出反馈至其输入。反馈电路的相位变化量是由电感器和电容器的数值所确定的。选择这些器件的数值，使得在两个反馈信号中所包括的基波信号的相位组合成与输入信号的基波相位相移大约为180度。
文档编号H03F3/45GK1801606SQ200410082660
公开日2006年7月12日 申请日期2004年9月24日 优先权日2003年9月24日
发明者中谷俊文, 伊藤顺治, 中野秀夫 申请人:松下电器产业株式会社