专利名称：功率放大器和脉冲宽度调制放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及功率放大器。特别地，本发明涉及具有相放大路径的功率放大器。本发明还涉及具有幅度放大路径和相放大路径的功率放大器。本发明还涉及脉冲宽度调制(PWM)放大器。
背景技术：
由于放大器通常消耗装置所使用的大部分能量，因此RF功率放大器的效率对诸如便携发送器之类的便携装置的电池寿命有显著的影响。
对于基站功率放大器，功率消耗很大并产生降低可靠性的热量，并且可能需要主动冷却，而这反过来进一步增加功率消耗。
因此，非常希望有用于功率发送器的高效功率放大器。高效C、D、E和F类功率放大器只能产生恒定振幅的输出。然而，许多最近的发送器设计需要非恒定振幅的RF输出来最大化给定信道带宽内的数据率。
传统的线性功率放大器的设计一般涉及在效率和线性之间的折衷。极调制(polar modulation)是本领域中公知的在RF功率放大器中同时获得线性和效率的技术。极调制被称为包络(envelope)消除和恢复(EER)。在该方法中，将RF输入信号分解为其极分量，即相位和幅度。独立地放大这两个极分量，然后重新组合来产生放大的线性RF输出信号。通常由对效率进行优化的恒定振幅放大器来放大RF输入信号的相位分量。通常由开关模式电源来放大RF输入信号的幅度或包络分量，该开关模式电源至少运行为恒定振幅的输出级的电源。
已经由L.Kahn，“Single-Sides Transmission by Envelope Elimination andRestoration”，Proc.IRE，July 1952，pp 803-806；和M.koch，R.Fisher，“AHigh-Frequency 835 MHZ Linear Power Amplifier for Digital CellularTelephony”，39thIEEE Vehicular Technology Conference，3May 1989描述了极调制的使用的各种方法。
图1是采用上述包络消除和恢复技术的传统RF放大器10的方框图。在图1所示的放大器中，首先将RF输入信号12分解为其极分量。这些极分量包括作为恒定振幅信号的相位和作为低频包络信号的幅度。沿分离的路径15和11分别独立地放大该相位和幅度分量。然后重新组合相位和幅度分量来产生线性放大的RF输出信号19。
由限幅器16从RF输入信号中提取相位分量，并且由高效恒定振幅放大器放大，该放大器可以包括非线性预放大器17和高效非线性输出级18。由包络检测器13从RF输入信号中提取具有可与信道带宽相匹配的带宽的幅度分量，并且由线性基带放大器14进行放大。为了最大化效率，使用具有D类放大器作为其输出级的开关模式电源来实现线性基带放大器。
已知存在使用脉冲宽度调制的开关模式电源的各种实现。这样的电源的输出是方波，该方波的符号间隔(mark/space)比表示RF输入信号的幅度分量。然而，使用脉冲宽度调制来放大幅度分量可能将内调制(inter-modulation)失真引入RF输出。
为了降低使用脉冲宽度调制的D类放大器的内调制失真，本领域技术人员都知道采用基于经滤波的输出信号的负反馈路径。然而，在美国专利申请No.2002/0070799 A1中，描述了一种脉冲宽度调制(PWM)数字放大器，其具有带有对功率开关(power switch)的输出进行滤波的低通滤波器的驱动高功率开关的PWM调制器。这里，数字放大器具有反馈控制环，其具有从该高功率开关的输出端直接提供到模拟输入信号的反馈信号。将模拟输入信号和反馈信号都馈送到积分器的反相输入端，其中积分器的非反相输入端接地，由此反馈信号直接作用于模拟输入信号。
在美国专利No.5973556中，公开了具有幅度放大路径和相位放大路径的增量(delta)调制RF电源。这里，增量调制的放大器用于放大采用包络消除和恢复的RF功率放大器的幅度分量。幅度放大路径包括来自RF输出信号的反馈路径，但是在相位放大路径中没有反馈路径。
在美国专利No.5675288中，公开了用于线性化具有振幅放大路径和相位放大路径的非线性放大器的电路。振幅放大路径包括来自输出信号的反馈路径，而相位放大路径还包括来自输出信号的反馈路径。相位放大路径的反馈路径包括相位比较器，由此将反馈信号的相位与输入信号的相位相比较。在相位放大路径中，输出信号的幅度或振幅分量没有用处。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供用于从输入信号中产生功率放大输出信号的功率放大器，所述功率放大器包括相位放大路径和在所述相位放大路径中的相位放大级；所述相位放大级接收功率放大输出信号的幅度分量；所述相位放大级响应输入信号的相位分量、输入信号的幅度分量和所接收到的功率放大输出信号的幅度分量，以产生所述功率放大输出信号。
根据本发明的第二方面，提供用于从输入信号中产生功率放大输出信号的功率放大器，所述功率放大器包括用于输入信号的幅度分量的幅度放大路径；在所述幅度放大路径中的幅度放大器级；相位放大路径；和在所述相位放大路径中的相位放大级。这里，相位放大级正在从幅度放大器级接收功率放大输出信号的幅度分量和输入信号的经放大的幅度分量。相位放大级响应输入信号的相位分量、输入信号的幅度分量、所接收到的功率放大输出信号的幅度分量和所接收到的输入信号的经放大的幅度分量，以产生所述功率放大输出信号。
应该理解的是，对应本发明的第一和第二方面，由相位放大级接收的功率放大输出信号的幅度分量可以是对应于功率放大输出信号的幅度分量。因此，如果滤波功率放大器的输出信号，则幅度分量可以对应于非滤波的输出信号或滤波的输出信号。
对于本发明的第一和第二方面，由相位放大级产生的功率放大信号基本上可以在相位和振幅上与输入信号线性相关。
最好，对应本发明的第一和第二方面，相位放大级包括差值检测器，用于根据所接收到的输入信号的幅度分量和所接收到的功率放大输出信号的幅度分量之间的差值来产生输出。这里，相位放大路径最好包括幅度反馈路径，用于将功率放大输出信号或对应于功率放大输出信号的信号耦合到差值检测器来作为所述功率放大输出信号的所述幅度分量。相位放大路径的幅度反馈路径可以包括输出包络检测器，用于检测功率放大输出信号的幅度分量。相位放大路径的幅度反馈路径还可以包括衰减器，用于降低功率放大输出信号的幅度分量的振幅。
对于本发明的第一和第二方面，功率放大器最好还包括输入包络检测器，用于检测输入信号的第一输入幅度分量，并用于将所述第一输入幅度分量耦合到相位放大级。这里，可以将第一输入幅度分量作为所接收到的输入信号的幅度分量耦合到相位放大级的差值检测器。
对于本发明的第一和第二方面，最好相位放大级包括振幅到相位转换器，用于将差值检测器的输出转换为相差信号。
在本发明第一和第二方面的实施例中，相位放大级还可以接收功率放大输出信号的相位分量，其中所述相位放大级还响应所接收到的功率放大输出信号的相位分量，以用于产生所述功率放大输出信号。这里，相位放大级可以包括混合器、乘法器或用于根据输入信号的相位分量和所接收到的功率放大输出信号的相位分量来产生输出信号的鉴相器(phase discriminator)。相位放大级最好还包括相位反馈路径，用于将功率放大输出信号耦合到鉴相器。相位反馈路径可以包括限幅器，用于产生功率放大输出信号的相位分量。相位反馈路径还可以包括衰减器，用于降低功率放大输出信号。相位放大级最好还包括相移器(phase shifter)，用于通过移动输入相位分量的相位来产生第一相移信号，以作为从鉴相器输出的信号的函数。
在本发明的第一和第二方面的实施例中，相位放大级包括限幅器，用于产生输入信号的相位分量。
对于具有用于从所接收到的幅度分量产生差值信号的差值检测器的本发明第一和第二方面的实施例，相位放大级可以包括相移器，用于移动输入相位分量或第一相移信号的相位来作为从差值检测器输出的信号的函数。当相位放大级包括用于将差值检测器的输出转换为相差信号的振幅到相位转换器时，可以使用所产生的相差信号来移动输入相位分量或第一相移信号。相移器可以包括第一相移器，用于移动输入相位分量或第一相移信号的相位来作为从差值检测器输出的信号的函数或用振幅到相位转换器产生的相差信号来移动输入相位分量或第一相移信号的相位，并且相移器还可以包括第二相移器，用于移动输入相位分量或第一相移信号的相位来作为从差值检测器输出的信号的反函数或所产生的相差信号的反转。因此，由第二相移器获得的相移基本上应该与第一相移器获得的相移相反或相对。第一和第二相移器可以是用于分别使用所产生的相差和所述相差信号的反转来移动输入相位分量或第一相移信号的相位的第一和第二乘法器/混合器。
对于具有第一和第二相移器的本发明实施例，相位放大级最好包括第一和第二相位放大器，用于分别放大第一和第二相移器的输出信号。在本发明的第一和第二方面的实施例中，相位放大级包括第一和第二限幅器，用于分别限制第一和第二相移器的输出信号。这里，第一和第二限幅器的输出可以分别输入到第一和第二相位放大器。第一和第二相位放大器可以是F类放大器或E类放大器。当具有F类放大器时，第一和第二放大器可以是开关模式放大器。
相位放大级可以包括加法器或功率混合器，用于将第一和第二相位放大器的输出相加或混合以便产生功率放大输出信号。相位放大级最好包括滤波器，用于滤波加法器或功率混合器的输出以获得功率放大输出信号。这里应该注意的是，在本发明的范围中，滤波器的输入信号或输出信号可以用于产生功率放大输出信号的幅度分量。
对于本发明第二方面中的本发明实施例，第一和第二相位放大器最好耦合到幅度放大器的输出，由此通过所述幅度放大器来调节相位放大器的增益。
对于本发明的第二方面中的本发明实施例，幅度放大路径最好包括输入包络检测器，用于检测输入信号的输入幅度分量和用于将所述输入幅度分量耦合到幅度放大器。这里，用于检测第一输入幅度分量的输入包络检测器可以是幅度放大路径的一部分，而所述第一输入幅度分量耦合到幅度放大器。
对于本发明的第二方面中的本发明实施例，幅度放大器级最好包括D类放大器。幅度放大器级还最好包括脉冲宽度调制放大器。幅度放大器级还可以包括低通滤波器，由此由幅度放大器级传送的输出是经低通滤波的信号。
根据本发明的第二方面的另一实施例，相位放大级可以包括非线性放大器，用于放大相移器的输出，所述非线性放大器耦合到幅度放大器的输出，由此通过所述幅度放大器调节或修改非线性放大器的增益，以便非线性放大器产生功率放大输出信号。这里，非线性放大器可以包括第三和第四乘法器/混合器，用于分别混合幅度放大器的输出与第一和第二乘法器/混合器的输出，并且还可以包括功率混合器，用于混合第三和第四乘法器/混合器的输出。最好非线性放大器包括滤波器，用于滤波功率混合器的输出来获得功率放大输出信号。
根据本发明的第三方面，提供脉冲宽度调制放大器，包括差值检测器或放大器，用于根据输入信号和反馈信号之间的差来产生一个或多个输出；耦合到差值检测器的PWM调制器，用于产生脉冲宽度调制的信号来作为其输出。电源开关电路，用于放大PWM调制器的输出；和反馈路径，用于将电源开关电路的一个或多个输出作为反馈信号耦合到差值检测器。
对于本发明的第三方面，脉冲宽度调制放大器最好还包括耦合到电源开关电路的输出的低通滤波电路。这里，应该理解的是，电源开关电路的输出可以耦合到反馈路径和低通滤波器。
对于本发明的第三方面，最好反馈路径包括衰减器，用于降低传送到差值放大器的反馈信号的振幅。电源开关电路最好还包括具有上拉输出的上拉开关和具有下拉输出的下拉开关。这里，可以由PWM调制器的输出控制电源开关电路，使得当电源开关电路处于导通状态时，断开上拉开关而接通下拉开关，并且当电源开关电路处于截止状态时，接通上拉开关而断开下拉开关。反馈路径最好包括加法器，用于相加上拉输出和下拉输出来产生单一的反馈信号。这里，加法器的输出可以馈送到衰减器，而经由衰减器到差值放大器。
对于具有低通滤波器的本发明的第三方面的实施例，低通滤波器最好包括第一端耦合到上拉输出的第一电感和第一端耦合到下拉输出的第二电感。这里，第一电感的第二端和第二电感的第二端都可以耦合到用于传送脉冲宽度调制放大器的输出信号的输出电容的同一端。
根据本发明的第三方面的实施例，PWM调制器可以包括环振荡器，所述环振荡器包括反相放大器和第一相移器和第二相移器，响应于差值放大器的输出来控制所述第一和第二相移器的相移。这里，差值放大器可以具有两个差值输出，所述两个差值输出之间的信号差表示输入信号和所接收的反馈信号之间的放大的差，并且其中可以响应于第一差值输出来控制第一相移器，而响应于第二差值输出来控制第二相移器。最好组合来自第一相移器的第一相位输出和来自第二相移器的第二相位输出来产生由电源开关电路接收的PWM调制器的输出。这里，第一和第二相位输出可以相乘来产生PWM调制器输出。最好，该通过使用异或(ex-or)函数来执行相乘。
根据本发明的第三方面的实施例，脉冲宽度调制放大器还可以包括一个或多个滤波器，用于滤波差值放大器的输出，差值放大器的滤波的输出作为输入耦合到PWM调制器。还在本发明的第三方面的实施例中，电源开关电路包括至少两个MOSFET开关晶体管。应该理解，在本发明的范围中，根据本发明第三方面的任何实施例的脉冲宽度调制放大器可以用作本发明的第二方面的功率放大器的幅度放大路径内的幅度放大器。
通过结合附图，本发明的其它目的、特征和优点将在下面阐明的优选实施例的详细描述中变得更加清楚。
图1显示采用包络消除和恢复的常规RF放大器的示意方框图；图2显示根据本发明的具有幅度放大路径和相位放大路径的功率放大器的简易方框图；图3显示根据本发明并对应于图2的图示的功率放大器的实施例的详细方框图；图4显示根据本发明的对应于图3所示的功率放大器的相位放大路径的相位放大级的实施例的详细图示；图5显示根据本发明的脉冲宽度调制放大器的实施例的详细图示；图6显示根据本发明实施例的具有相位放大路径的功率放大器的方框图，其中该路径包括用于功率放大器输出信号的幅度或振幅分量的幅度反馈路径；图7a和7b是显示根据本发明的具有相位放大路径的功率放大器的实施例的方框图，其中该路径包括用于功率放大器输出信号的相位分量和幅度或振幅分量的反馈路径；图8显示具有加法器输出端的相位放大级的第一实施例，其可以结合图6、7a和7b的功率放大器一起使用；和图9显示具有加法器输出的相位放大级的第二实施例，其可以结合图6、7a和7b的功率放大器一起使用。
具体实施例方式
本发明的第二方面提供高效、高度线性功率放大器，其可以用作高效RF功率放大器，并且其部分基于结合图1在上面论述的极调制概念，图1显示采用包络消除和恢复的常规RF放大器的示意方框图。
在图2中图解本发明的第二方面的优选实施例，图2显示具有幅度放大路径201和相位放大路径202的功率放大器200的简易方框图。幅度放大路径201包括包络检测器204和幅度放大级205，并且输入信号203耦合到包络检测器204，该检测器从输入信号中提取幅度分量并将幅度分量馈送到幅度放大级205。这里，在优选实施例中，幅度放大级205可以包括D类放大器。
相位放大路径202包括相位放大级206和具有包络检测器208的幅度反馈路径207，其提取功率放大输出信号210的幅度分量并将该输出信号210的幅度分量馈送到相位放大级206。输入信号203被馈送到相位放大级206，在其中提取输入信号203的相位分量。相位放大级206还具有输入信号203的所提取的幅度分量作为输入，可以由单独的包络检测器提取该分量，但最好由包络检测器204提取它。此外，幅度放大级205的输出耦合到相位放大级206的电源输入端211。相位放大级206可以包括高效、非线性相位输出级，其可以是C类输出级、D类输出级、E类输出级或F类输出级的形式。在优选的实施例中，相位放大级206包括E类放大器。
应该注意的是，根据优选实施例，输入信号203是RF输入信号。
图3显示根据本发明并对应于图2的简化方框图的功率放大器的实施例的详细方框图。图3的功率放大器300具有类似于图2所示的幅度放大的幅度放大路径301，其包括包络检测器304和幅度放大级305，而输入信号303在这里是RF信号，该信号耦合到包络检测器304，该检测器将RF输入信号的幅度分量馈送到幅度放大级305。
功率放大器300还具有相位放大路径302，该路径包括相位放大级306和具有包络检测器308的幅度反馈路径307，该检测器提取功率放大RF输出信号310的幅度分量。幅度反馈路径307还具有衰减器312，用于降低包络检测器308的输出振幅。在图3中，衰减器312被布置在包络检测器308之后，但是也可以将衰减器312布置在包络检测器308之前。相位放大级306包括限幅器313，用于产生RF输入信号303的相位分量。可以通过限制，即裁减RF输入信号，通过消除幅度分量来从输入信号303中提取相位分量。限幅器313的输出是具有根据RF输入信号的相位而改变的相位的恒定包络信号。相位放大级306还包括差值检测器314。该差值检测器314接收包络检测器304的输出309和表示RF输出信号310的降低的幅度分量的衰减器312的输出来作为输入信号。将表示所接收的幅度分量信号之间的差的差值检测器314的输出馈送到用于将所接收到的幅度差信号转换为相位信号的振幅到相位转换器315。将该转换器315的相位输出馈送到相移器316和317，而相移器316和317进一步接收从限幅器313输出的RF输入信号303的所产生的相位分量来作为输入。对于相移器316，由转换器315的相位输出来对输出信号进行相移，而对于相移器317，由转换器315的相位输出的反转来对输出信号进行相移。相位放大级306还包括具有第一和第二乘法器/混合器319、320的非线性放大器318、功率混合器321和滤波器322。第一乘法器319具有来自相移器316的输出作为输入，而从幅度放大级305的输出提供乘法器319的电源输入端。类似地，第二乘法器320具有来自相移器317的输出作为输入，同时也从幅度放大级305的输出提供乘法器320的电源输入端。由功率混合器321将乘法器319和320的输出相加，而由滤波器322滤波混合器321的输出，滤波器322传送功率放大RF输出信号310。
图4显示根据本发明的对应于图3所示的功率放大器的相位放大级306的相位放大级406的实施例的详细图示。在图4中，将RF输入信号馈送到限幅器413，而将限幅器的输出馈送到相移器416和417。将包络检测器304和衰减器312的输出馈送到差值检测器414。
差值检测器414具有两个输出414a和414b，将它们输入到对应于图3的转换器315的振幅到相位转换器。在图4中，该转换器包括两个D型双稳态多谐振荡器(flip flop)415a、415b，其具有作为RF输入信号的方波信号的方波信号CP+和CP-作为输入。由“或”门415c将双稳态多谐振荡器415a、415b的输出相乘，该门控制用于切换差值检测器414的输出414a、414b的开关415d，由此获得对应于所检测到的振幅差的相差输出。将该切换差值检测器输出馈送到滤波器415e，并且将经滤波的正相差输出馈送到相移器416，而将经滤波的负相差输出馈送到相移器417。
将相移器416的输出馈送到作为乘法器319的一部分的限幅器419a，而将限幅器419a的输出馈送到形成乘法器319的电源部分的第一NMOS晶体管419b的栅极，而晶体管419b的源极接地，而作为电力输入的漏极经由电感421a耦合到幅度放大级305的输出端。以同样的方式，将相移器417的输出馈送到作为乘法器320的一部分的限幅器420a，而将限幅器420a的输出馈送到再次形成乘法器320的电源部分的第二NMOS晶体管420b的栅极，而晶体管420b的源极接地，并且作为电力输入的漏极经由电感421a耦合到幅度放大级305的输出端。
通过让NMOS晶体管419b、420b的漏极部分由电感421a耦合在一起来获得对应于图3的功率混合器321的图4的功率混合器，其具有幅度放大级305的输出信号作为输入。电感421a形成变压器的一部分，而变压器的另一侧具有电感422a，其输出耦合到作为对应于图3的滤波器322的滤波器的一部分的电感422b，其中该滤波器包括电容422c。该滤波器输出是功率放大RF输出信号430。
根据本发明的第三方面，提供脉冲宽度调制放大器，这可以提供上述本发明第二方面的功率放大器的幅度放大级的解决方案。在图5中图解了根据本发明第三方面的脉冲宽度调制放大器的实施例。在图5中，将可以作为RF输入信号的幅度分量的输入信号501馈送到差值检测器或放大器502，而检测器502将反馈信号503作为第二输入。差值检测器502具有两个输出，其中由低通滤波电路504来对这两个输出进行滤波，并且这两个经滤波的差值输出被用作第一相移器505和第二相移器506的控制输入，这两个相移器作为PWM调制器507的一部分。
PWM调制器507或发生器是具有串联布置的相移器505和506的环振荡器，使得第一相移器505的输出提供给第二相移器506作输入，第二相移器506的输出提供给反相放大器508作输入，反相器508的输出提供给第一相移器作输入。因此，由相移器505和506提供的相移受到差值检测器502的输出的控制。由乘法电路或“异或”(EX-OR)函数将第一相移器505的输出R1和第二相移器的输出R2相乘，由此产生PWM调制器的输出P1。
将PWM调制器的输出P1用作电源开关电路510的控制输入。可以使用CMOS技术来实现电源开关电路510，并且对于图5的电路，功率开关510包括具有耦合到正电源电压的源极的PMOS晶体管511和具有耦合到地的源极的NMOS晶体管512。由输出P1控制晶体管511和512的栅极。PMOS晶体管511的漏极DP提供功率开关510的第一输出，而NMOS晶体管512的漏极DN提供功率开关510的第二输出。当PMOS晶体管511处于导通状态(ON state)时，NMOS晶体管截止，并且通过电源电压上拉(pull up)输出DP，并且当NMOS晶体管512处于导通状态时，PMOS晶体管截止，并且通过地电压下拉(pull down)输出DN。由加法器电路513将功率开关输出DP和DN相加在一起，并且将该加法器电路的输出馈送到衰减器514，而将提供反馈信号的衰减器的输出503传送到差值检测器502。
对于图5所示的PWM调制的放大器的实施例，功率开关510的输出DP和DN还耦合到低通滤波器515，以便获得放大器的滤波的输出519。这里，滤波器515包括具有耦合到输出DP的第一端的第一电感516，而输出DN耦合到第二电感517的第一端。电感516和517的第二端一起耦合到输出电容518的输出端。
图6显示根据本发明第一方面的具有相位放大路径的功率放大器的方框图，其中该路径包括用于功率放大器输出信号的幅度或振幅分量的幅度反馈路径。
图6的方框图的基础架构可以命名为一致振幅线性化反馈。在图6中，通过使用本发明的第一方面的原理，可以将作为RF输入信号的输入信号Si(t)放大到AvSi(t)。
Si(t)＝A(t)sin(ω0t) (1)通过使用限幅器块Ai，限制信号Si(t)来提取输入信号的相位。
PP(t)＝∏{Si(t)}≈∏{sin(ω0t)}(2)在方程(2)中，对于x＞0，∏(x)＝1，而对于所有其它的x值，∏(x)＝-1。
通过使用两个相移器PF+和PF-来移动信号的相位。
PP(t)＝∏{sin(ω0t+φC)} (3)PP(t)＝∏{sin(ω0t-φC)}在方程(3)中φC＝φKAC(t)经由限制块LF+和LF-将信号PP+和PP-分别馈送到放大器块AF+和AF-，将经放大的信号PF+和PF-在加法器块SF中求和或相加来产生信号SF(t)。通过滤波器馈送信号SF(t)来产生信号SO(t)。可以通过SF(t)的基本谐波来给出信号SO(t)，并且可以将其写为SO(t)＝SF(harmonial)(t)＝PF+(harmonicl)(t)+PF-(harmonicl)(t)SO(t)＝G(sin(ω0t+φC)+sin(ω0t-φC))(4)＝2G(cos(φC)×sin(ω0t))＝2G(cos(φK×AC(t))×sin(ω0t))从方程4可以看出，可以经由信号AC(t)来控制输出信号SO(t)的振幅。信号AC(t)是差值检测器的输出，该检测器把输入信号Si(t)的幅度分量A0(t)和输出信号的幅度分量AF(t)作为输入。可以由混合器块Mi产生输入信号Si(t)的幅度分量A0(t)，并且可以通过使用混合器块Mfb、限幅器Afb、和衰减器块来产生输出信号的幅度分量AF(t)。输入到衰减器块的反馈可以是未经滤波的输出信号SF(t)或者是经滤波的输出信号SO(t)。对于图6的图示，幅度反馈路径包括衰减器块、限幅器Afb和混合器块Mfb，由此提供了从未滤波的输出信号SF(t)到将信号AC(t)提供到相移器PF+和PF-的差值检测器的反馈路径。对于图6的图示，可以将限幅器Afb和混合器块Mfb看作执行包络检测器的功能。
如果信号的PP+和PP-相移不完全相反，则将输出信号的幅度分量传送到差值检测器的幅度反馈路径可能引起输出的频率扫动(chirp)(相错)。通过添加相反馈来校正它。这在图7a中示出，图7a显示根据本发明的具有相位放大路径的功率放大器的方框图，其中该路径包括用于功率放大器输出信号的相位分量和幅度或振幅分量的幅度反馈路径。
在图7a中，幅度反馈路径与图6相同，但是提供与幅度反馈路径共享衰减器块和限幅器Afb的相位反馈路径，相位反馈路径的输出是来自限幅器Afb的输出信号PFp，其中信号PFp表示未经过滤的输出信号SF(t)的所提取的相位信号，并且将PFp馈送到混合器块或鉴相器块M0，其还具有来自限幅器Ai的输出信号Pp作为输入，其中Pp表示输入信号Si的所提取的相位信号，将鉴相器块M0的输出馈送到相移器块P0，该相移器块P0将来自限幅器Ai的输出信号Pp作为输入。将相移器块P0的经相移的输出信号用作相移器PF+和PF-的输入信号。
可以将图7a的方框图的基础架构命名为一致振幅和相位线性化反馈。
通过使用与图6或图7a对应的电路，可以省去作为幅度放大部分的一部分的振幅或幅度放大器。
通过在P0之前插入混合器块Mup，可以将图7a的基础架构改为外差上转换器(heterodyne up conventer)。在图7b中显示了外差系统。将对混合器Mup的输入信号Pp(t)上转换为信号Pup(t)，然后经由本地振荡器块LO产生的本地振荡器输入信号L(t)将其输入到相移器P0。注意，在图7b中，它是转换的输出信号Pup(t)，现在被馈送到鉴相器M0，代替在图7a中使用的信号Pp(t)。
应该理解的是，对于图6、7a和7b的方框图，称为M(Mi、M0、Mfb、Mup)的块是将两个信号相乘的乘法器。M块还可以称为混合器。称为P(Pp、PF+、PF-)的块是相移器。从第一输入信号相移P块的输出信号。P块的第二输入信号控制关于输出的相移值。称为S(SF、SA)的块是加法器或减法块。通过输入信号的和或差来给出S块的输出信号。
在图6、7a和7b的方框图中，由信号PP+和PP-控制的信号放大器AF+和AF-将输出信号PF+和PF-传送到求和或加法器单元SF，该单元将信号SF(t)传送到输出滤波器。然后输出滤波器将其信号传送到负载ZL。来自限幅器块LF+和LF-的信号控制放大器AF+和AF-，该放大器可以是F类放大器。
在图8和图9中显示了具有加法器输出的相位放大级的两个实施例，其可以用于提供图6、7a和7b的图中的放大器AF+和AF-和加法器SF的功能。从下面给出的图8和图9的描述可以看出，来自限幅器块LF+和LF-的信号可以控制两个开关装置，该装置具有在两个状态之间切换的特性断开和接通。图8和9的相位放大级基于高效放大结构。因为这些结构仅传送固定功率输出级，因此这些结构可以获得高效率。
对于图8中具有加法器的相位放大级的第一实施例，最好对正弦信号执行输出信号相加和取消(cancelling)，如S(out)＝S1+S2＝Const*[sin(ωt+фC)+sin(ωt-фC)] (5)其中S(out)是输出信号，并且S1和S2是从每个F类放大器传送的信号。
可以显示出，方程(5)的两个正弦波可以相加来形成具有关于相位фC的振幅的正弦波。图8中显示的实施例是基于F类放大器的解决方案。在本领域公知多年的F类放大器通过需要匹配的或至少在载波频率fc上表示的实际阻抗，即(载波频率的)所谓第一谐波来操作。偶次谐波，如2·fc、4·fc、6·fc等必须呈现为低阻抗或实际上接近于短路的阻抗，而奇次谐波，如3·fc、5·fc、7·fc等必须呈现为高阻抗或实际接近于开路的阻抗。如果满足这些要求，标准的F类放大器将传送正弦输出电压。
图8的系统包括称为“谐波短桩(short stub)系统”的短桩系统。“谐波短桩系统”的每个四分之一波形表示从示意节点“信号相加节点”可以见到的短路或实际上的低阻抗。在第一谐波(载波频率)上，在图8上表示为Z负载(短桩系统)的方向上看见的“信号相加节点”表示出复数阻抗R+jX，其具有正值R和在-∞与+∞之间的X，而最好X＝0。
本领域技术人员将认识到，当从每个开关装置看来时，在偶次谐波，如2·fc、4·fc、6·fc等时，每个开关装置将表现为短路，而在奇次谐波，如3·fc、5·fc、7·fc等时将表现为开路负载(高阻抗)。假设在所述频率上供电装置具有实际上的低阻抗，则当使用λ(lambda)/4长度传输线代替RF扼流圈(见图8的805和806)时，通过这些条纹来短路偶次谐波。在这种情况下，在“谐波短桩系统”中的偶次谐波条纹线可以是多余的。所有fc以上的谐波在节点“信号相加节点”短路意味着自一个开关装置看到的这些谐波上的阻抗不受其它开关装置的动作以及R(负载)的值的影响。根据以上建议的公式将第一谐波正弦信号在第一谐波上相加，以产生具有由相位фC给定的振幅的正弦信号。
在图8中，由附图标记801和802参考的装置是电源。它们可以是恒定的(如提供固定电压)也可以是变化的。可以将它们耦合在开环布置中，或者可以在闭环(反馈)布置中，其中它们的变化电压可以依赖于输出功率。在它们的电压改变的布置中，变化可以是很慢的，以适应功率级的调整，或者可以是很快的，以产生关于输出信号的振幅调制。在后一种情况下，电压级可以(或可以不)依赖于由相位放大器给出的结果输出电压。
由附图标记803和804参考的装置是能够快速在两个状态之间进行切换的开关装置，两种状态之一是装置短路，而另一种是装置开路，如不导电。这些装置可以是MOSFET晶体管，或二极管(bipolar)、LDMOS/VDMOS、HBT、GaAs、电子管或能够实际上在短路和开路阻抗之间快速切换的任意种类其它开关装置。通过控制来自限幅器块LF+和LF-的信号以在开和截止状态之间切换它们，见图6、7a或7b。
由附图标记805和806参考的装置可以是RF阻塞装置(blocking device)，例如扼流圈，但是还可以是具有传送频率的波长的四分之一长度的传输线。正如本领域所公知的那样，传输线是具有使用传输线的频率的波长附近的长度的导电材料线。将在传输线材料中的信号的波长表示为“λ”。
具有某频率的λ/4长度处传输线将处于下述情况，其中非负载(开路)一端从传输线的另一端看来实际上是短路的。相同地，当从另一端看来时一端上的短路被看来实际上是开路的负载。波长和频率的关系为λ(freq)＝Const/freq(6)第二谐波将具有第一谐波的一半的波长，第三谐波将具有第一谐波的三分之一的波长等等。因此，当在不同频率处看到时，传输线具有可变的长度。
返回到传输线805和806，如果我们在该实施例中在所有频率N*f(传送)上短路供电装置801和802，其中N是正整数，则在供电装置上的短路将由于传输线的性质而在第一谐波上被看作开路，其中传输线长度l(trans)＝λ/4，在第二谐波上短路，其中l(trans)＝2*λ/4，在第三谐波上开路，其中l(trans)＝3*λ/4等等。
可以独立地调节传输线集811，以在频率2*f(传送)、3*f(传送)、4*f(传送)、5*f(传送)等等上实质上呈现短路。在实现中可以选择向811添加多少条传输线，但是当到达特定频率N*f(传送)时，添加调谐到更高频率的额外传输线不会有回报(pay off)。
在该实施例中，传输线810最好具有一特定长度，以便如在图8上作为Z(stubsystem)(Z(短桩系统))指出的方向上看到的那样，使第一谐波的阻抗表现为Z(stubsystem)＝R(load)+j*0，如实阻抗。
换句话说，视作Z(stubsystem)的阻抗为Z(stubsystem，1stharmonic)＝R(load) (7)Z(stubsystem，2nd-Nthharmonic)＝0传输线807和808将阻抗Z(stubsystem)转换为交替的短路-开路-短路-开路阻抗序列，因此开关装置803和804中每一个独立见到这些阻抗Z(stubsystem，2ndharmonic)＝short circuit (8)Z(stubsystem，3rdharmonic)＝open circuitZ(stubsystem，4thharmonic)＝short circuitZ(stubsystem，5thharmonic)＝open circuit……-继续该交替，直到第N谐波为止实施为F类放大器充分满足了这些阻抗要求。如果传输线805和806确实是传输线而不是RF扼流圈，则由于805和806已经短路偶次谐波阻抗，因此传输线系统811不需要偶数编号的传输线2、4、6等。
在称为‘信号相加节点’的节点809，将从每个开关装置传送来的第一谐波相加。由于在第一谐波以上的所有谐波上Z(stubsystem)被短路，因此，开关装置803和804不能影响在这些频率上的每个其它操作。在第一谐波频率，开关装置803将见到由813、R(load)(R(负载))和开关装置804组成的阻抗。装置804见到由813和803组成的阻抗。在节点‘信号相加节点’，将来自每个分支的正弦波信号相加。
为了避免DC功率从供电装置801和802流向负载813，将DC阻塞电容812包含在放大器和负载之间。负载813可以是任意大小的，而较小的阻抗将导致较大的传送功率。
总结图8的电路，开关装置803和804产生在节点‘信号相加节点’809相加的正弦波。该结果信号是具有可通过改变开关信号控制装置803和804之间的相差来调节的振幅的正弦波。负载813从该信号获益。
对于图9所示的具有加法器的相放大级的第二实施例，从E类放大器中产生要相加的正弦波。最好将放大器调谐来具有最大的效率。
通过由方程(5)给出的方程示出的方法将两个E类放大器912和913的输出相接(joining)来将它们的正弦输出信号相加S(out)＝S1+S2＝Const*[sin(ωt+φC)+sin(ωt-φC)]其中S(out)是输出信号，而S1和S2是从每个E类放大器传送来的信号。
如上所述，可以很容易得到两个正弦波相加来形成具有与相位фC相关的振幅的正弦波。
对于图9的电路，基本E类放大器由连接到开关装置903和904的谐振器905、906组成。开关装置903和904是能够快速在两个状态之间进行切换的开关装置，两种状态之一是装置短路，而另一种是装置开路，如不导电。这些装置可以是MOSFET晶体管，或二极管、LDMOS/VDMOS、HBT、GaAs、电子管或能够实际上在短路和开路阻抗之间快速切换的任意种类其它开关装置。通过控制来自限幅器块LF+和LF-的信号来在导通和截止状态之间切换它们，见图6、7a或7b。
最好应该将谐振系统调谐来在要传送的信号的载波频率f(carrier)(f(载波))附近谐振。由于谐振器表示在该频率的无限阻抗，因此开关装置903在切换到该频率时将产生穿过谐振器905的较大正弦类电压波动。对于开关装置904和相关谐振器906也会发生相同的情况。
供电装置901和902实际上是电源。它们可以是恒定的(如提供固定电压)，也可以是变化的。可以将它们耦合在开环布置中，或者可以在闭环(反馈)布置中，其中它们的变化电压可以依赖于输出功率。在它们的电压改变的布置中，变化可以是很慢的，以适应功率级的调整，或者可以是很快的，以产生关于输出信号的振幅调制。在后一种情况下，电压级可以(或可以不)依赖于由相位放大器给出的结果输出电压。最好这些供电装置在f(载波)附近和以上的频率处呈现出实际上低的阻抗。
带通滤波器907和908具有消除除经调制的载波频率f(carrier)之外的任何信号的主要功能。在现有技术中，优化实际的、非理想的E类放大器可能需要额外的调谐；设计原理可以围绕这样的概念‘零电压切换’ZVS和‘零电流切换’ZCS。可以(或可以不)调谐谐振器、开关装置和带通滤波器来达到这样的目标。
将从每个E类放大器912和913产生的正弦波在节点909‘信号相加节点’相接。紧接着是DC阻塞部件910来避免DC电流从供电装置901和902流向负载911。
负载电阻911可以是任意大小的，而较小的阻抗将导致较大的传送功率。
虽然已经参照特定实施例显示和描述了本发明，但是本领域技术人员应答理解，可以做出各种形式上的修改以及细节，而不背离本发明的宗旨和范围，这样的修改在所附权利要求的范围中。
权利要求
1.一种从输入信号中产生功率放大输出信号的功率放大器，所述功率放大器包括相位放大路径；和在所述相位放大路径中的相位放大级，所述相位放大级接收功率放大输出信号的幅度分量，所述相位放大级响应输入信号的相位分量、输入信号的幅度分量和所接收到的功率放大输出信号的幅度分量，以产生所述功率放大输出信号。
2.一种从输入信号中产生功率放大输出信号的功率放大器，所述功率放大器包括用于输入信号的幅度分量的幅度放大路径；在所述幅度放大路径中的幅度放大器级；相位放大路径；和在所述相位放大路径中的相位放大级，所述相位放大级从幅度放大器级接收功率放大输出信号的幅度分量和输入信号的经放大的幅度分量，所述相位放大级响应输入信号的相位分量、输入信号的幅度分量、所接收到的功率放大输出信号的幅度分量和所接收到的输入信号的经放大的幅度分量，以产生所述功率放大输出信号。
3.如权利要求1或2所述的功率放大器，其中由相位放大级产生的功率放大信号实际上在相位和振幅上与输入信号线性相关。
4.如权利要求1-3中任意一个所述的功率放大器，其中相位放大级包括差值检测器，用于根据所接收到的输入信号的幅度分量和所接收到的功率放大输出信号的幅度分量之间的差值来产生输出。
5.如权利要求4所述的功率放大器，其中相位放大路径包括幅度反馈路径，用于将功率放大输出信号耦合到差值检测器来作为所述功率放大输出信号的幅度分量。
6.如权利要求5所述的功率放大器，其中相位放大路径的幅度反馈路径包括输出包络检测器，用于检测功率放大输出信号的幅度分量。
7.如权利要求5或6所述的功率放大器，其中相位放大路径的幅度反馈路径包括衰减器，用于降低功率放大输出信号的幅度分量的振幅。
8.如权利要求1-7中任意一个所述的功率放大器，还包括输入包络检测器，用于检测输入信号的第一输入幅度分量，并用于将所述第一输入幅度分量耦合到相位放大级。
9.如权利要求4或8所述的功率放大器，其中将第一输入幅度分量作为所接收到的输入信号的幅度分量耦合到相位放大级的差值检测器。
10.如权利要求4-9中任意一个所述的功率放大器，其中相位放大级包括振幅到相位转换器，用于将差值检测器的输出转换为相差信号。
11.如权利要求1-10中任意一个所述的功率放大器，其中相位放大级包括限幅器，用于产生输入信号的相位分量。
12.如权利要求10或11所述的功率放大器，其中相位放大级包括相移器，用于使用所产生的相差信号来移动输入相位分量的相位。
13.如权利要求12所述的功率放大器，其中相移器包括第一和第二相移器，用于分别使用所产生的相差和所述相差信号的反转来移动输入相位分量的相位。
14.如权利要求12或13所述的功率放大器，其中相移器包括第一和第二乘法器/混合器，用于分别使用所产生的相差和所述相差信号的反转来移动输入相位分量的相位。
15.如权利要求13或14所述的功率放大器，其中相位放大级包括第一和第二相位放大器，用于分别放大第一和第二相移器的输出信号。
16.如权利要求15所述的功率放大器，其中第一和第二相位放大器是开关模式F类放大器。
17.如权利要求2、15或16所述的功率放大器，其中第一和第二相位放大器耦合到幅度放大器的输出，由此由所述幅度放大器调节或修改相位放大器的增益。
18.如权利要求15-17中任意一个所述的功率放大器，其中相位放大级包括加法器或功率混合器，用于将第一和第二相位放大器的输出相加或混合以便产生功率放大输出信号。
19.如权利要求18所述的功率放大器，其中相位放大级包括滤波器，用于滤波加法器或功率混合器的输出以获得功率放大信号。
20.如权利要求2-19中任意一个所述的功率放大器，其中幅度放大路径包括输入包络检测器，用于检测输入信号的输入幅度分量和用于将所述输入幅度分量耦合到幅度放大器。
21.如权利要求8或20所述的功率放大器，其中用于检测第一输入幅度分量的输入包络检测器是幅度放大路径的一部分，而所述第一输入幅度分量耦合到幅度放大器。
22.如权利要求2-21中任意一个所述的功率放大器，其中幅度放大器级包括D类放大器。
23.如权利要求2-22中任意一个所述的功率放大器，其中幅度放大器级还包括脉冲宽度调制放大器。
24.如权利要求2-23中任意一个所述的功率放大器，其中幅度放大器级包括低通滤波器，由此由幅度放大器级传送的输出是经低通滤波的信号。
25.如权利要求2和12-14中任意一个所述的功率放大器，其中相位放大级包括非线性放大器，用于放大相移器的输出，所述非线性放大器耦合到幅度放大器的输出，由此通过所述幅度放大器调节或修改非线性放大器的增益，以便非线性放大器产生功率放大输出信号。
26.如权利要求25所述的功率放大器，其中非线性放大器包括第三和第四乘法器/混合器，用于分别混合幅度放大器的输出与第一和第二乘法器/混合器的输出，并且还包括功率混合器，用于混合第三和第四乘法器/混合器的输出。
27.如权利要求26所述的功率放大器，其中非线性放大器包括滤波器，用于滤波功率混合器的输出来获得功率放大输出信号。
28一种脉冲宽度调制放大器，包括差值检测器或放大器，用于根据输入信号和反馈信号之间的差来产生一个或多个输出；耦合到差值检测器的PWM调制器，用于产生脉冲宽度调制的信号来作为其输出；电源开关电路，用于放大PWM调制器的输出；和反馈路径，用于将电源开关电路的一个或多个输出作为反馈信号耦合到差值检测器。
29.如权利要求28所述的脉冲宽度调制放大器，还包括耦合到电源开关电路的输出的低通滤波电路。
30.如权利要求28或29所述的脉冲宽度调制放大器，其中反馈路径包括衰减器，用于降低传送到差值放大器的反馈信号的振幅。
31.如权利要求28-30中任意一个所述的脉冲宽度调制放大器，其中电源开关电路包括具有上拉输出的上拉开关和具有下拉输出的下拉开关。
32.如权利要求31所述的脉冲宽度调制放大器，其中由PWM调制器的输出控制电源开关电路，使得当电源开关电路处于导通状态时，断开上拉开关而接通下拉开关，并且当电源开关电路处于截止状态时，接通上拉开关而断开下拉开关。
33.如权利要求31或32所述的脉冲宽度调制放大器，其中反馈路径包括加法器，用于相加上拉输出和下拉输出来产生单一的反馈信号。
34.如权利要求30或33所述的脉冲宽度调制放大器，其中将加法器的输出馈送到衰减器，而经由衰减器到差值放大器。
35.如权利要求29和31-34中任意一个所述的脉冲宽度调制放大器，其中低通滤波器包括第一端耦合到上拉输出的第一电感和第一端耦合到下拉输出的第二电感。
36.如权利要求35所述的脉冲宽度调制放大器，其中第一电感的第二端和第二电感的第二端都耦合到用于传送脉冲宽度调制放大器的输出信号的输出电容的同一端。
37.如权利要求28-36中任意一个所述的脉冲宽度调制放大器，其中PWM调制器包括环振荡器，所述环振荡器包括反相放大器和第一相移器和第二相移器，响应于差值放大器的输出来控制所述第一和第二相移器的相移。
38.如权利要求37所述的脉冲宽度调制放大器，其中差值放大器具有两个差值输出，所述两个差值输出之间的信号差表示输入信号和所接收的反馈信号之间的放大的差，并且其中可以响应于第一差值输出来控制第一相移器，而响应于第二差值输出来控制第二相移器。
39.如权利要求37或38所述的脉冲宽度调制放大器，其中组合来自第一相移器的第一相位输出和来自第二相移器的第二相位输出来产生由电源开关电路接收的PWM调制器的输出。
40.如权利要求39所述的脉冲宽度调制放大器，其中将第一和第二相位输出相乘来产生PWM调制器输出。
41.如权利要求40所述的脉冲宽度调制放大器，其中通过使用ex-or函数来执行相乘。
42.如权利要求28-41中任意一个所述的脉冲宽度调制放大器，还包括一个或多个滤波器，用于滤波差值放大器的输出，差值放大器的滤波的输出作为输入耦合到PWM调制器。
43.如权利要求28-41中任意一个所述的脉冲宽度调制放大器，其中电源开关电路包括至少两个MOSFET开关晶体管。
全文摘要
本发明涉及具有相位放大路径的功率放大器，在所述相位放大路径中具有相位放大级。这里相位放大级接收功率放大输出信号的幅度分量，并且相位放大级响应输入信号的相位分量、输入信号的幅度分量和所接收到的功率放大输出信号的幅度分量，以用于产生所述功率放大输出信号。本发明还涉及具有用于输入信号的幅度分量的幅度放大路径的功率放大器，在所述幅度放大路径中具有幅度放大器级，并且所述功率放大器还具有相位放大路径，在所述相位放大路径中具有相位放大级。
文档编号H03F3/217GK1993882SQ200580026539
公开日2007年7月4日 申请日期2005年6月6日 优先权日2004年6月4日
发明者卡斯滕·拉斯马森 申请人:西利康动力装置公司