专利名称：跨导体电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及跨导体电路，特别但并不专门地涉及单端跨导体，平衡跨导体电路和适合在无线收发器中使用的滤波器。
背景技术：
已知在用于现代无线收发器的回转子信道滤波器中的AB级跨导体，例如根据B1uetoothTM和ZigBeeTM标准工作的跨导体。图1(a)中说明了能在这种滤波器中使用的常规单端跨导体1的示例。CMOS反相器2包括p沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)3和n沟道MOSFET4。该p沟道和n沟道MOSFET3，4具有相等的跨导gm，并被设置为将它们的栅极端子g连接到输入端5并且将它们的漏极端子d连接到输出端6。该p沟道MOSFET3的源极端子被连接到第一电源导轨7并且n沟道MOSFET4的源极端子被连接到第二电源导轨18。
在使用中，输入电压Vin被施加在输入端子5并且输出电流Iout被提供在输出端子6。单端跨导体1的整个跨导-G为-2gm。图1(b)是图1(a)的单端跨导体的示意性说明。
回转子信道滤波器中的每个回转器典型地包括平衡跨导器电路。图2是能在回转子信道滤波器中使用的已知平衡反馈跨导器电路10的示意性说明。第一和第二跨导体11，12每个都包括与图1(a)中说明的跨导体相类似的单端跨导体电路。第一跨导体11被连接到在使用中接收正输入电压Vin(+)的正输入端13。第二跨导体12被连接到在使用中接收负输入电压Vin(-)的负输入端14。在使用中，负输出电流Iout(-)被提供在连接到负输出端15的第一跨导体11的输出处。正输出电流Iout(+)被提供在连接到正输出端16的第二跨导体12的输出处。输入装置17提供共模反馈并由四个跨导体18，19，20，21形成。四个跨导体的每一个都包括半宽度晶体管并由此具有原尺寸跨导体的一半偏流和一半跨导(-G/2)。这得到了稳定的操作。
虽然共模反馈输入装置17比没有共模反馈的设计能够获益增强的稳定性、减少的功耗和增加的共模抑制，在使用中，平衡跨导体电路10中整个功耗的至少一半处于输入装置17中。另外，平衡跨导体噪声、面积和输入电容的至少一半是输入装置17的直接结果，这导致了另外的功耗损失。
图3说明了在每个回转器级中使用常规平衡跨导体电路的常规回转子信道滤波器的一部分30。该回转子信道滤波器具有包括已知平衡反馈跨导体电路的输入级31，该已知平衡反馈跨导体电路具有与先前参照图2描述的输入装置17相类似的共模输入装置32。用于这种回转子信道滤波器的通常结构被称为“有源梯”，其模拟双端接LCR梯装置的工作行为并典型地具有近似-6dB的增益。然而，由于信道滤波器通常被要求具有20dB到30dB的增益，因此它必须增加输入和/或输出增益级。在这个示例中，该输入滤波器级31包括附加增益A来提供合适的前端放大。在输入级31的平衡跨导体电路中的单端跨导体33，34因此具有-AG的跨导。输入装置3 2的半尺寸单端跨导体35，36，37，38具有-AG/2的跨导。
输入级31也被要求提供来自无线收发器电路的混频器(未示出)的信号的直流(dc)阻塞并由此该输入级包括每个都具有电容C的两个阻塞电容器39，40。
电路30具有在第一和第二跨导体33，34中的每一个的输入和接地端子41之间的有效输入电容C’，在图3中由虚线的电容器42，43说明。每个输入电容C’取决于输入装置3 2中单端跨导体35，36，37，38的跨导量值。如果经过电容划分(C/(C+C’))的衰减被最小化，这些较大的输入电容C’需要使用具有大电容C的直流阻塞电容器39，40。由于它们的尺寸，直流阻塞电容器39，40每个都需要较大衬底面积，这在现代应用中是不符合要求的。
因此，图3的装置是有噪声的，与必需的功耗相比更耗能，并且占据了不可接受的衬底面积。
本发明设法克服这些缺陷。
发明内容
根据本发明，从第一方面提供了包括具有输入和输出的反相器的单端跨导体和连接在该输入和输出之间的电阻元件。
具有以这种方式连接的电阻元件具有提供用于偏置该输入端子的装置的益处。在电路的工作中，该电阻元件能导致从跨导体的输出到输入的低通反馈路径，这由电阻元件和跨导体输入电容C’形成。输入和输出端的直流电压由此基本相等。这在一定的应用中具有益处，并且例如，能使单端跨导体形成平衡跨导体电路的部件，该电路能够避免与常规共模反馈电路相关联的损失。
反相器能包括NMOS晶体管和PMOS晶体管，每个都将它们的栅极连接到输入并将它们的漏极连接到输出。
电阻元件的电阻优选基本上大于单端跨导体的跨导量值的倒数。这能够确保由电阻元件产生的低通反馈路径的截止频率并且输入电容C’较低。相应地，能够具有可忽略的交流(ac)信号反馈，并且通过跨导体的信号传输能够基本上不被削弱。
优选地，该电阻元件是晶体管。使用晶体管与使用电阻器相比具有需要更少衬底面积的优点。晶体管的输入端能被连接到第一和第二电源导轨之一。在这种情况时，晶体管的电阻能够通过设定晶体管尺寸来预定，例如相应地设定晶体管的源极、漏极和栅极区域的尺寸。
从根据本发明的一对单端跨导体可以形成平衡跨导体电路。
由于反馈导致不稳定并且由此需要常规的共模反馈装置，这个平衡跨导体可以不在回转子信道滤波器的内部反馈环中使用。然而，这个平衡跨导体能在不需要反馈环的应用例如滤波器的输入和输出级中使用。常规输入装置在这种输入和输出级中的使用能够导致非常差的滤波器特征，根据本发明的平衡跨导体能够克服这一问题。该平衡跨导体具有优点它提供它自己的装置来偏置该输入端而没有共模反馈电路的损失。
根据本发明，从第二方面提供了包括设置在第一输入端和第一输出端之间的第一跨导体、设置在第二输入端和第二输出端之间的第二跨导体、连接在第一输入端和第一输出端之间的第一电阻元件、连接在第二输入端和第二输出端之间的第二电阻元件、连接在第一输入端和第二输出端之间的第三电阻元件，和连接在第二输入端和第一输出端之间的第四电阻元件的平衡跨导体电路。
这个跨导体电路具有优点阻塞低频差分输入信号而同时对于共模信号具有较高截止频率，由此导致该电路具有高的共模抑制比。这个电路在例如滤波器的输入和输出级的应用中是有利的，在这里高水平的稳定性不必要求到它们在例如滤波器的内部反馈环的其他应用中所要求的程度。
优选地，第一，第二，第三和第四电阻元件至少之一是晶体管。对于一个或多个电阻元件使用晶体管的设置与使用电阻器的设置相比具有需要更少衬底面积的优点。晶体管的输入端可以被连接到第一和第二电源导轨之一。在这种情况下，通过设定晶体管的尺寸晶体管的电阻能够被预定，例如通过相应地设定晶体管的源极、漏极和栅极区域的尺寸。
能够形成包括包含该平衡跨导体电路的输入级的滤波器。
在这个滤波器中，低频差分信号能被阻塞而不削弱滤波器响应，因此避免了在输入级中对大阻塞电容器的需要。这能够减小所需电容器的尺寸并由此减小滤波器所需的衬底面积。因此，共模信号的截止频率能比常规电路中更高，因此导致该电路具有高的共模抑制比。由于滤波器中输入参考噪声的最低化和滤波器中元件的整个功耗的减少，也能够获得节能的优点。
能够形成包括包含该平衡跨导体电路的输出级的滤波器。
这个滤波器具有阻塞低频共模信号的特别优点，该低频共模信号由于随机的晶体管不匹配从回转子滤波器中产生。
为了本发明能被更全面的了解，现在将仅仅以示例的方式，参照附图来描述它的实施例，其中图1(a)说明了常规单端跨导体电路；图1(b)是单端跨导体的示意说明；图2是常规平衡反馈跨导体电路的示意说明；图3说明了常规回转子信道滤波器的一部分；图4(a)说明了根据本发明的单端跨导体电路；图4(b)说明了由两个图4(a)的单端跨导体电路形成的根据本发明平衡跨导体电路；图5是根据本发明的平衡反馈跨导体电路的一个示例的示意说明；图6是根据本发明的平衡反馈跨导体电路的另一个示例的示意说明；图7说明了根据本发明的回转子信道滤波器的一部分。
具体实施例方式
图4(a)说明了根据本发明的单端跨导体电路50。在这个示例中，CMOS反相器51包括p沟道MOSFET52和n沟道MOSFET53。该p沟道和n沟道MOSFET52，53具有相等的跨导gm并以将他们的栅极端子g连接到输入端54并将他们的漏极端子d连接到输出端55来设置。该p沟道MOSFET52的源极端子被连接到第一电源导轨56且该n沟道MOSFET53的源极端子被连接到第二电源导轨57。具有电阻R的电阻器58被设置在输入和输出端54，55之间。
在使用中，电压源横跨第一和第二电源导轨56，57连接，输入电压Vin被施加在输入端54并且输出电流Iout由此在输出端55被提供。
图4(a)的单端跨导体被认为是具有由电阻器58和跨导体输入电容C′组合形成的低通反馈通路的图1(a)的单端跨导体，该电容由图4(a)中的虚线电容器59所示。在输入和输出端54，55的直流电压由此基本相等。
只要该低通滤波器的截止频率为低，则具有可忽略的信号反馈并且通过跨导体的信号传输基本不被削弱。相应地，电阻器58的电阻R优选被设定为基本大于1/G，这里-G是单端跨导体电路50的整个跨导。
虽然在图4(a)的示例中，电阻器58被用于提供直流反馈，这个元件可被例如晶体管的可替换电阻元件代替。使用晶体管的装置具有优点与所说明的使用电阻器的装置相比具有减小的衬底面积。在一个示例中，晶体管的主电流通路连接在输入和输出端54，55之间并且该输入端被连接到恒定电压源。例如，在使用MOSFET的情况下，其源极被连接到输入端54，其漏极被连接到输出端55并且其栅极被连接到第一电源导轨56。MOSFET的主电流通路的电阻通过设置MOSFET的尺寸来相应地预先确定，例如通过确定MOSFET的源极、漏极和栅极区域的宽度预先确定。可替换地，施加到MOSFET或所使用的其他晶体管的栅极的控制信号的幅值能被选择性地设置来对该晶体管给出它的合适电阻R。
图4(b)说明了由每个都类似于图4(a)所说明的单端跨导体电路的两个单端跨导体电路形成的根据本发明的平衡跨导体电路60。第一反相器61包括第一p沟道MOSFET62和第一n沟道MOSFET63。该第一p沟道和n沟道MOSFET62，63具有相等的跨导gm，且以将它们的栅极端子g连接到正输入端64以及将它们的漏极端子d连接到负输出端65来进行设置。该p沟道MOSFET62的源极端子被连接到第一电源导轨66且该n沟道MOSFET63的源极端子被连接到第二电源导轨67。具有电阻R的第一电阻器68被设置在正输入端和负输出端64，65之间。
第二反相器69包括第二p沟道MOSFET70和第二n沟道MOSFET71。该第二p沟道和n沟道MOSFET70，71具有相等的跨导gm且以将它们的栅极端子g连接到负输入端72以及将它们的漏极端子d连接到正输出端73来进行设置。该p沟道MOSFET70的源极端子被连接到第一电源导轨66且该n沟道MOSFET71的源极端子被连接到第二电源导轨67。具有电阻R的第二电阻器74被设置在负输入端和正输出端72，73之间。
在工作中，电压源横跨第一和第二电源导轨66，67来连接。正输入端64接收正输入电压Vin(+)且负输入端72接收负输入电压。正输出端73提供正输出电流Iout(+)且负输出端65提供负输出电流Iout(-)。
两个单端跨导器电路的每一个由此被用于将正或负输入电压之任一分别转换为负或正输出电流。该第一和第二电阻器并不限于具有相等的电阻R，也可以具有不同的电阻。任一电阻器或两个电阻器都可以可替换地使用例如MOSFET的晶体管以与上面参照图4(a)所描述的类似方式来替代。得到的平衡跨导体电路60以及单独的单端跨导体50能应用在例如回转子信号滤波器的输入和输出级的电路中，例如这些都适合用于根据BluetoothTM和ZigBeeTM标准工作的无线收发器中。
图5是根据本发明的平衡跨导体电路80的一个示例的示意性说明。例如图1(a)所示并具有-G跨导的第一常规单端跨导体81以将它的输入连接到正输入电压端子82且将它的输出连接到负输出电流端子83来进行设置。例如图1(a)所示并具有-G跨导的第二常规单端跨导体84以将它的输入连接到负输入电压端子85且将它的输出连接到正输出电流端子86来进行设置。第一电阻元件87具有电阻R1并被连接在正输入电压端子82和负输出电流端子83之间。第二电阻元件88具有电阻R1，其在这个示例中等于第一电阻元件87的电阻，并且被连接在负输入电压端子85和正输出电流端子86之间。第三电阻元件89具有电阻R2并被连接在正输入电压端子82和正输出电流端子86之间。第四电阻元件90具有电阻R2，其在这个示例中等于第三电阻元件89的电阻，并且被连接在负输入电压端子85和负输出电流端子83之间。第一、第二、第三和第四电阻元件87，88，89，90在这个实施例中是电阻器。
这个电路80，例如在被包括在例如滤波器电路的电路中时，具有阻塞低频差分输入信号的优点，同时对于共模信号具有较高截止频率，由此得到具有高共模抑制比的电路。在一个示例中，通过出现的差分输入电压且R1＝R2，经由电阻元件的前馈和反馈被取消。
图6说明了根据本发明的平衡跨导体电路100的另一个示例，该电路与参照图5描述的电路相似地设置，但其中第一、第二、第三和第四电阻元件是n型MOSFET101，102，103，104。每个MOS FET以将它的主电流通路位于平衡跨导体电路100的输出和输入之间进行设置，并在栅极端子被施加控制信号′c′，以使得它工作在三极管或线性区域。其栅极能被连接到电路100的电源导轨(未示出)。这使得MOSFET101，102，103，104能以类似可变电阻的方式工作，它们的电阻取决于MOSFET的尺寸，例如源极、漏极和/或栅极区域的尺寸。在这个电路100中使用MOSFET作为电阻元件导致与例如先前描述的使用电阻器的电路80相比具有减小的衬底面积的装置。为了取消反馈和前馈信号，电阻R1和R2能被设置成相等，或者能可替换地单独设置来获得在电路100的工作特征上的更好控制，这将在下面描述。
图7说明了包括先前参照图6描述的平衡跨导体电路100的根据本发明的滤波器输入级110。在这个示例中，该滤波器是用于无线收发器中的回转子信道滤波器。该输入级包括分别连接到第一和第二单端跨导体113，114的输入的正和负输入端子111，112。该输入级110具有用于连接到滤波器中下一级的第一和第二输出端子115，116。
该输入级110具有直流阻塞电容器117，118，其每个都具有电容C并分别串联设置在输入端111，112和第一、第二单端跨导体113，114之间。图7中用虚线电容器119，120所示的有效输入电容C′分别存在于第一和第二单端跨导体113，114的每一个的输入和接地端子121之间。值为RL的阻性负载122，123分别位于每个输出端115，116和接地端子121之间。
对于例如图7所示的接收差模信号的滤波器输入级，并且在其中第一和第二电阻元件的电阻R1不被设定等于第三和第四电阻元件的电阻R2的情况下，这产生了具有截止频率ωco的第一阶高通响应，该频率由下给出，，其中RF为有效馈通电阻，由下给出，，并且近似的高频增益A，由下给出，。
对于共模输入信号，有效馈通电阻变成，。
相应地，能够选择R1和R2的值，以使得低通差分信号被阻塞由此避免需要大阻塞电容器117，118，而不削弱该信道滤波器响应。同样，对于共模信号的截止频率能更大由此得出具有高共模抑制比的电路110。
在图7中描述的示例是用于B1uetoothTM无线收发器的回转子信道滤波器的输入级。对于电路的部件值可以是，例如阻塞电容C设为10pF，阻性负载RL等于12.5kΩ并且跨导G等于320μS。设置R1为1MΩ且R2为1.1MΩ得到11MΩ的有效馈通电阻RF。用作第一和第二电阻元件101，102的n型MOSFET晶体管例如能够具有0.28μm的宽度和42μm的长度。用作第三和第四电阻元件103，104的n型MOSFET晶体管例如能具有0.28μm的宽度和46μm的长度。使用上面的公式，截止频率由此近似于7.2kHz且高频增益A近似于4。对于共模信号，截止频率更大，在约152kHz。
当上面的部件值用在图7电路的仿真中时，每个与需要约7200μm2的62pF电容器相比较，该直流阻塞电容器117，118需要约1160m2的衬底面积，前者为例如图3所描述的常规现有技术的电路所需要的面积。输入参考噪声密度也比现有技术的设计减少了，与常规设计中的45nV/√Hz相比，在图7的示例中为37nV/√Hz。实际功耗也减小11％，这与源于输入参考噪声减少的节能相组合，导致整个滤波器节能约40％。
在可替换示例中，图6的平衡跨导体电路100能被用在例如用于根据BluetoothTM和/或ZigBeeTM标准工作的无线收发器中的回转子信道滤波器的滤波器的输出级中。在这种情况下，电路具有阻塞低频共模信号的优点，该低频共模信号由于晶体管的随机不匹配从回转子滤波器中产生。
通过阅读本说明，其他变化和修改对于本领域技术人员而言是明显的。这些变化和修改包括等同物和在跨导体电路的设计、制造和使用中已知并对在这里描述的特征可替代使用或附加使用的其他特征。
虽然对于特征的特定组合权利要求在本申请中已经阐明，应理解无论是否涉及与任何权利要求中所要求相同的发明以及无论是否解决了如本发明所解决的任何或所有的相同技术问题，本发明所披露的范围还包括在这里清楚地、或暗示地披露的任何新的特征或各特征的任何新的组合或它们的任何概括。在这里申请人提示，对于这些特征和/或在本申请或源于此的任何其他申请的审查期间的这些特征的组合，可以提出新的权利要求。
权利要求
1.一种单端跨导体(50)，包括具有输入(54)和输出(55)的反相器(51)；和连接在输入(54)和输出(55)之间的电阻元件(58)。
2.根据权利要求1的单端跨导体，其中该反相器包括NMOS晶体管(52)和PMOS晶体管(53)，每个晶体管都将它们的栅极连接到该输入(54)且将它们的漏极连接到该输出(55)。
3.根据权利要求1或2的单端跨导体，其中电阻元件(58)的电阻(R)显著大于单端跨导体(50)的跨导量值的倒数。
4.根据权利要求1，2或3的单端跨导体，其中电阻元件(58)是电阻器。
5.根据权利要求1，2或3的单端跨导体，其中电阻元件(58)是晶体管。
6.根据权利要求5的单端跨导体，其中该晶体管被设置为工作在它的三极管区域。
7.根据权利要求5或6的单端跨导体，其中晶体管的栅极端子被连接到第一和第二电源导轨(56，57)之一。
8.根据权利要求5，6或7的单端跨导体，其中晶体管是NMOS场效应晶体管。
9.一种平衡跨导体电路(60)，包括一对根据权利要求1-8中任一项的单端跨导体(50)。
10.一种平衡跨导体电路(80，100)，包括设置在第一输入端(82，111)和第一输出端(83，115)之间的第一跨导体(81，113)；设置在第二输入端(85，112)和第二输出端(86，116)之间的第二跨导体(84，114)；连接在第一输入端(82，111)和第一输出端(83，115)之间的第一电阻元件(87，101)；连接在第二输入端(85，112)和第二输出端(86，116)之间的第二电阻元件(88，102)；连接在第一输入端(82，111)和第二输出端(86，116)之间的第三电阻元件(89，103)；连接在第二输入端(85，112)和第一输出端(83，115)之间的第四电阻元件(90，104)。
11.根据权利要求10的平衡跨导体电路，其中第一、第二、第三和第四电阻元件的至少之一是晶体管。
12.根据权利要求11的平衡跨导体电路，其中该晶体管被设置为工作在它的三极管区域。
13.根据权利要求11或12的平衡跨导体电路，其中第一、第二、第三和第四晶体管的至少之一的栅极端子被连接到第一和第二电源导轨之一。
14.根据权利要求11，12或13的平衡跨导体电路，其中第一、第二、第三和第四晶体管的至少之一是NMOS场效应晶体管。
15.根据权利要求10-14中任一项的平衡跨导体电路，其中第一电阻元件(87，101)的电阻为与第二电阻元件(88，102)的电阻相等的第一值(R1)并且其中第三电阻元件(89，103)的电阻为与第四电阻元件(90，104)的电阻相等的第二值(R2)。
16.根据权利要求15的平衡跨导体电路，其中该第一和第二值(R1，R2)不相同。
17.根据权利要求10-16中任一项的平衡跨导体电路，其中第一和第二输入端(82，111，85，112)被设置来分别接收正的和负的电压输入信号；并且第一和第二输出端(83，115，86，116)被设置来分别提供正的和负的电流输出信号。
18.一种包括包含有根据权利要求9-17中任一项的平衡跨导体电路(80，100)的输入级(110)的滤波器。
19.根据权利要求18的滤波器，还包括串联在第一输入端(111)和第一跨导体(113)的输入之间的第一电容器(117)，和串联在第二输入端(112)和第二跨导体(114)的输入之间的第二电容器(118)。
20.一种包括包含有根据权利要求9-17中任一项的平衡跨导体电路(80，100)的输出级的滤波器。
21.根据权利要求18，19或20的滤波器，其中该滤波器是用于无线收发器中的回转子信道滤波器。
22.根据权利要求21的滤波器，其中该无线收发器根据BluetoothTM或ZigBeeTM标准工作。
全文摘要
本发明涉及跨导体电路，特别但并不专门涉及单端跨导体电路(50)、平衡跨导体电路和适合在无线收发器中使用的滤波器。该单端跨导体(50)包括具有输入(54)和输出(55)的反相器(51)。电阻元件(58)被连接在输入(54)和输出(55)之间。
文档编号H03F3/30GK1993884SQ200580025927
公开日2007年7月4日 申请日期2005年7月28日 优先权日2004年7月30日
发明者J·B·休斯 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司