专利名称：：高效复合放大器的制作方法
技术领域：
：本发明涉及复合放大器(compositeamplifier),尤朋于提高这样的放大器的效率的方法和装置。背景駄在许多无线通信系统中，发射器中的功率放大器(PA)除了能够同时对分布在相当宽的宽带范围内的许多无线电信道(频率)进行放大之外，还要求是非常线性的。必须高效i&it行该操作，以便减少功率消耗和冷却需求，并且增加其寿命。由于非线性放大器会引起信粒间干扰信号能量的泄漏(leakage),因此需要很高的线性度。足够多的3te射频(RF)信道混合的振幅概率密度或多用户CDMA(码分多址)信号的振幅概率密度倾向于接近具有大的峰值与平均功率比的瑞利(RayHgh)分布。由于传统的RF功率放大器通常具有与其输出振幅成比例的效率，所以对于这样的信号而言，其平均效率非制氐。针对传统线性功率放大器的低效率，已经提出了许多方法。最有希望的两种方法是Chireix反相(outphasing)方法[l]和Doherty方法[2]。为使得生产上文中所述的高效功率放大器的駄最小化，可能需要避免微调(trimming)。由于传输线的元件值(componentvalue)和电长度(electricallength)会在所制成的放大器之间变化，戶万以它们都将或多^!>失谐(detuned)或不平衡(offbalance)。迄今为止仍旧没有解决的一个问题是如何从不完美的(imperfect)复合放大器获得最大效率(也就是这样的条件下的最佳可能)。
发明内容本发明的目标是高效地驱动失谐的复合放大器。根据所附的权利要求来实现该目标。简要地说，本发明Mf共一种非线性驱动函数(drivefonction)，其具有随复合放大器输出电压振幅而变化的相位。该特征能够将所描述的过渡点分成过渡区域，这样就提高了放大器效率。事实上，该特征实际上可以用于有意地(deliberately)舰大器失谐以提高效率。M对结合附图而进行的以下描述的参考，可以更好的理解本发明及其另外的目标和优点，其中图l是Chireix放大器的框图2是具有修改的(modified)输出网络的Chireix放大器的框图3是图示出组成(constituent)放大器的输出电压的振幅如何取决于归一化Chirdx放大器输出电压的示图4是图示出组成放大器的输出电压的相位如何取决于归一化Chireix放大器输出电压的示图5是图示出组成放大器的输出电流的振幅如何取决于归一化Chireix放大器输出电压的示图6是图示出组成放大器的输出电流的相位如何取决于归一化Chireix放大器输出电压的示图7是Chirek放大器的非线性函数的示亂图8是图示出Chirek放大器的效率如何取决于归一化Chireix放大器输出电压的示图9是Doherty放大器的框图10是图示出主放大器和辅助放大器的输出电压的振幅如何分别取决于归一化Doherty放大器输出电压的示图11是图示出主放大器和辅助放大器的输出电压的相位如何分另陬决于归一化Doherty放大器输出电压的示图12是图示出主放大器和辅助放大器的输出电流的振幅如何分另陬决于归一化Doherty放大器输出电压的示图13是图示出主放大器和辅助放大器的输出电流的相位如何分别取决于归一化Doherty放大器输出电压的示图14是Doherty放大器的非缘性函数的示亂图15是图示出Doherty放大器的效率如何取决于归一化输出电压的示图；图16是失谐的Chireix放大器的框图17是图示出图16中的组^^夂大器的输出电压的振幅如何取决于归一化Chireix放大器输出电压的示图18是图示出图16中的组^^文大器的输出电压的相位如何取决于归一化Chireix放大器输出电压的示图19是图示出图16中的组^^文大器的输出电流的振幅如何取决于归一化Chireix放大器输出电压的示图20是图示出图16中的组^^文大器的输出电流的相位如何取决于归一化Chireix放大器输出电压的示图21是图16中的Chireix放大器的非线性函数的示图22是图示出图16中的Chireix放大器的效率如何取决于归一化Chireix放大器输出电压的示图23是失谐的Doherty放大器的框图24是图示出图23中的主放大器和辅助放大器的输出电压的振幅如何分别取决于归一化Doherty放大器输出电压的示图25是图示出图23中的主放大器和辅助放大器的输出电压的相位如何分别取决于归一化Doherty放大器输出电压的示图26是图示出图23中的主放大器和辅助放大器的输出电流的振幅如何分别取决于归一化Doherty放大器输出电压的示图27是图示出图23中的主放大器和辅助放大器的输出电流的相位如何分别取决于归一化Doherty放大器输出电压的示图28是图23中的Doherty放大器的非线性函数的示亂图29是图示出图23中的Doherty放大器的效率如何取决于归一化输出电压的示图30是在低输出振幅处具有电流限制的Chireix放大器的框图31是图示出图30中的组成放大器的输出电压的振幅如何取决于归一化Chireix放大器输出电压的示图32是图示出图30中的組成放大器的输出电压的相位如何取决于归一化Chireix放大器输出电压的示图33是图示出图30中的组成放大器的输出电流的振幅如何取决于归一化Chireix放大tl输出电压的示图34是图示出图30中的组成放大器的输出电流的相位如何取决于归一化Chireix放大器输出电压的示图35是图30中的Chireix放大器的非线性函数的示图36是图示出图30中的Chireix放大器的效率如何取决于归一化Chireix放大器输出电压的示图37是在高输出振幅处具有电流限制的Chireix放大器的框图38是图示出图37中的组成放大器的输出电压的振幅如何取决于归一化Chimx放大^输出电压的示图39是图示出图37中的组成放大器的输出电压的相位如何取决于归一化Chireix放大器输出电压的示图40是图示出图37中的组成放大器的输出电流的振幅如何取决于归一化Chireix放大:ll输出电压的示图41是图示出图37中的组成放大器的输出电流的相位如何取决于归一化Chireix放大器输出电压的示图42是图37中的Chireix放大器的非线性函数的示图43是图示出图37中的Chireix放大器的效率如何取决于归一化Chireix放大器输出电压的示图44是失谐的Chirek-Doherty放大器的框图45是图示出图44中的组成放大器的输出电压的振幅如何取决于归一化Chirek-Doherty放大器输出电压的示图46是图示出图44中的组^^文大器的输出电压的相位如何取决于归一化Chireix-Doherty放大器输出电压的示图47是图示出图44中的组^^夂大器的输出电流的振幅如何取决于归一化Chireix-Doherty放大器输出电压的示图48是图示出图44中的組成放大器的输出电流的相位如何取决于归一化Chirek-Doherty放大器输出电压的示图；以及图49是图示出图44中的Chireix-Doherty放大器的效率如何取决于归一化Chireix-Doherty放大器输出电压的示图。具体实施例方式以下描述中，在所有附图中，相同的附图标记将用于相同或相似的元素。而且，尽管Chireix和LINC放大器不是等同的，但是两者的输出网络将被表示为Chireix类型输出网纟各或组合器。在详细描述本发明之前，将简要描述Chirexi和Doherty放大器及其已知的变化。图1是典型现有技术的Chireix放大器的框图。作为Chireix和LINC放大器中的关键方法-术语"反相"通常意指3ffiW信号分量分离器10中所产生的两个调相的等幅信号进行组合来获得振幅调制的方法。在通过RF链(chain)12、14(混频器(mixer)、滤波器、放大器)和功率放大器PA1、PA2的上变换(upconversion)和放大之后，在Chireix类型输出网络20中对反相信号进行组合以形成放大的线性信号。这些等幅反相信号的相位l^择成使得它们的矢量求和(vectorsummation)的结果产生期望的振幅。输出网络20包括两个四分之一波长线入/4(其中入是对应于放大器的中心频率的波长)和两个补偿电抗+jX和-jX，它们被用于扩展高效率的区域以包括较低输出功率电平。在[3,4]中分析了Chirek系统的效率。在[5,8,9]中描述用于克月腿因于增益和相位不平衡的非线性的方法。Chireix方法还被用于商标为Ampliphase的广播发射器[6，7]。根据[21,13]中所描述的增强(enhancement)，在过渡点以下应该线性驱动组成放大器以提高效率。Chireix放大器的优点在于肯,通过改变电抗的大小(X)来改变效率曲线以适应不同的峰值与平均功率比。在不考虑该调整的情况下在放大器之间等分峰值输出功率，这意歸旨辦4顿相等大小(相等最大输出功率)的放大器。fflil以下方式构建Chireix放大器的输出网络的另一实施例，即以量S短或延长入/4线，同时将两线的总和保持在入/2，而不是i顿W尝电抗。在[16]中描述并且在图2中图示出这种实施例。图3-6示出了根据[16]的,出网络中具有延长和縮短的传输线的Chireix放大器的组/^文大器(PA1和PA2)输出节点电压和输出电流的振幅和相位。在此，过渡点T是0.4倍的最大输出电压，其对于该放大器是最优的。根据[16]，图2中来自于信号分量分离器10的Chireix放大器驱动信号包括统性加或减非统性分量(加到一个功率放大器和减去另一功率放大器)。通过将来自于标准信号分量分离器10的齡等幅调相信号分成线性部分和修改糊璣性部分，根据一组特定规则单独地改变这些分量的振幅和相位，并且将上述部分重新组合成为具有根据[16]的新特性(property)的信号，获得具有比标准Chireix放大制氐很多的驱动功率消耗的Chireix放大器是可能的。图7示出了用于[16]的驱动懒早的输入信号的非线性函数。重要的是要注意到即使Chireix放大器中的电压和电流具有变化的相位，被分解的非线性函数在所有的振幅处也具有相同的相位。该非线性函数被应用到两个组^^文大器的输出电流。对于图2所图示出的根据[16]禾,0.32入和0.18入电长度的传输线而构建的Chireix放大器而言，如图8所示，效率曲线在最大输出电压的0.47倍处到达峰值。图9是典型的现有技术Doherty放大器的框图。Doherty放大器j顿一个线性和一个非线性功率放大器支路。公布的理论#^为主功率放大器PA1是作为B类辑性放大器而被驱动的，并且具有非线性输出电流的辅助功率放大器PA2(通过C类操作或者由块22所g的某一其他技术)M输出网络中的阻抗反转(impedanceinverting)四分之一波长线(参见[2，10])来"调制"主放大器所看到的阻抗。由于在确定的过渡(输出)电压以下，辅助放大器的非线性输出电流是零，所以在该电压以下辅助放大器不提供功率损耗。在[11,12]中描述了具有内置的阻抗匹配的可替换的输出结构。标准Doherty放大器的过渡点T是处于最大输出电压的一半处。利用该过渡点，效率曲线最适合于中等的(modemte)峰值与平均功率比，并且峰值功率在两个组^^文大器之间被等分。M改变四分之一波长传输线(或##效电路)的阻抗，會滩改变Doherty放大器中的过渡点。于是能够针对较高的峰值平均功率比来调节效率曲线，并且峰值输出功率将在放大器之间被不均等地划分。因此为了可用峰值功率的最te用将需要不同大小的放大器。图10-13示出了对于具有两个同等的放大器的Doherty放大器而言，组^^文大器(也就是晶体管)输出节点电压和输出电流的振幅和相位与归一化输出电压的关系。原始Doherty放大器中所f顿的非线性函数22具有辅助放大器(PA2)输出电流的微。图14中示出了根据[16怖统一(unified)驱动^i军的输入信号的非线性函数。该非线性函数在所有振幅处具有相同的相位并且对于理想调谐的Doherty放大器而言是最优的。在此将其包括itt作为以下所述本发明的非线性函数的参考。如图15所示，对于Doherty放大器而言，效率曲线在边度点处具有峰值，对于具有同等的组成放大器的辅助放大器而言，其出现在最大输出电压的0.5倍处。近来，对于Doherty放大器而言己经发展出新的理论，这弓l起宽带失真-消除和效率优化的Doherty放大器[14]的发明。此后，设计出用于以提高的效率操作Chireix放大器的新方法[15]，该方法同时允许使用[14]中的发明的失真消除方法。在[16]中描述用于构建和操作(同时具有线性输出)Doherty和Chireix放大器这二者以及其他大多i^文大器的统一方法。良好设计的具有三个或更多《蚊控制的晶体管的放大器能够被用于将效率提高到超出先前利用具有相同数量晶体管的多级Doherty放大器[10]而获得的效率。在[17](多级Chirexi结构和驱动)、[18](Doherty和Chireix结构和驱动的组合)、以及[19](现有技术放大器结构的鹏驱动)中己经描述了不同输出电平处的Chirexi和Doherty特性的组合。所描述的所有系统的缺陷在于，用于驱动它们的，方法仅对于理想调谐的系统是效率最高的。因此，如果功率放大器或输出网络不匹配，则效率会降低。本发明描述一种用于提高效率的方法，其也用于失谐的乡M^夂大器。该解决方案包括将组成放大器中的两^H1渡点(或者逾度点和终点)之间的区域"拆分"成两个新的区域。在一些放大器中，这糊容易地理解为将单^!渡点拆分成在中间具有新的中间区域的两个逾度点。在不考虑元件值的失谐或变化的量的情况下，相比于先前的解决方案，效率能够得以提高。通过该方法解决了从不完美的放大器获得最大效率的问题。现有技术解决方案，Doherty放大器[2]和修改的Chireix放大器[21,13]fcl者都^1单^S1渡点T。参见图12，在Dotherty情况中，主晶体管仅仅在低输出电平处工作，并且辅助晶体管仅在过渡点以上被使用。在修改的Chirdx放大器中，在过渡点以上以"反相"模式驱动放大器，并且在该点以下以等幅和恒定相^性驱动这两个组^^夂大器(晶体管)。已经示出了输出网络驱动("输出"、"激励")电流通常能够被，军成为线性部分和非线性部分，其中线性部分提供实际输出信号，而非线性部分被用于降低平均输出电流振幅，ffiil在所述非缘性部分[14]之间具有牛魏关系而迫使在输出信号中得不到所述非线性部分。在此所提及的解决方案没有对此有任何改变，而是仅修改非线性驱动电流部分的形状以更加适宜地减小平均电流。该修改允许非线性驱动电流部分在不同振幅处具有不同的相位。现在将在多种不同情况中对如何在不同放大器中实施根据本发明的解决方，行检验。在所有例子(包括先前的例子)中，最大输出电压以及最大节点电压被归一化。使用图2所示的来自于[16]的输出网络结构并且将负载电阻设为一。这意用于晶体管的最优负载电阻的倒数(inverse)的总和也等于一，因为其是最大输出RF电流的总和。前两个例子就现有技术解决方案的舰。例3和4描述了在特殊瞎况下如何^ffl该解决方案来改进系统。例5描述了一种三晶体管放大器，其结合了来自前两个例子的特性。图2的一般结构也被用于例5,其中具有额外支路，所述嫩卜支路由晶体管PA3以及将其连接到公共输出的传输线组成(其中传输线源自PA1和PA2的连接处)。在这些例子中，将忽略RF链14、16以避免附图混乱，这是因为对刊率释本发明而言，它们不是必需的。例l:失谐的Chirdx放大器ffi31使传输线长度的总和与1/2稍微不同，劍门具有了"失谐的"Chirdx放大器如图16所示，在此所駄的情况中，电长度是0.30入(从PA1到公共输出)和0.18A(从PA2到公共输出)，共计为0.48入(而不是准确值0.5入)。当Chirexi放大驗低于其额定频率的4X鹏作时，这是育,看出来的。在输入侧，通过放大器/移相器26和32直接根据输入信号产生线性驱动信号分量。同样，由非线性元件38和放大默移相器28和30产生非线性驱动信号分量。例如，将单元38实施为跟随有D/A转换器的査找表(lookuptable)的组合，在所述D/A转换器中，数字输入信号振幅被转换为适当的驱动信号(假设输入信号振幅与复合放大器输出电压振幅成比例)。然而，模拟实施方式也是可能的。在加法器34中，将来自放大器/移相器28的非统性信号加到来自放大徵移相器26的线性信号分量，同时在加法器36中，从来自放大驟移相器32的统性信号分量中减去来自放大默移相器30的非缘性信号。在模拟实施例中，例如将加法器34、36实现为混合电路。在数字实施例中，它们是数字加法器。图17-20示出了该放大器的输出节点电压和输出电流的振幅和相位。与图3的Chireix放大IM于为相比，在电压图中飾决方案的特征表现为在低输出处PA1输出节点处的上升要快于PA2。在lfet上，跟随PA1(而不是PA2)的区域是恒定电压。然后使用两个放大处于恒定电压的上部区域。Chirek放大器[13]的此类操作和现有技术操作之间的差别能够视为以由两个过渡点Tl、T2所限制的中间或过渡区^le代替单^l渡点T，其中这两个放大t^^f有的输出电平处具有相同的电压振幅。参考图18，在低输出操作之下，仅PA1提供电流。在PA1进AIU恒定电压操作之后，PA2开始输送(deliver)电流，同时在该情况下PA1首先在该区域中降低其输出电流的振幅。与Chireix放大器相比，在低输出区域中也存在相位"偏移"。与图7的现有技术非线性Chirek放大器驱动电流函数不同的是，失谐的Chirdx放大器具有最优非线性驱动电流函数(在单元38中)，该函数具有随振幅而变化的相位。在图21中这肖,通过非零虚部而看出。在该函数中还育,看出(由虚线指示)，调谐的Chireix放大M具有中间区域的两个过渡而不是单僧渡点。如肯,从图22看出的，所得到的效率曲线具有与调谐的Chireix放大器的效率曲线不同的微。过渡区域加宽(并且m斷氐)了最低效率峰值。因此，对于某些公判言号振幅分布来说，失谐的Chirek放大器的平均效率肖滩比最优设计且修改的(也就是[l邓Chireix放大器的平均效率更高。放大器的失谐的最优量(当然还有一般量度(dimensioning))取决于即将到来的输入信号振幅分布。例2:失谐的Doherty放大器育,利用从组成放大器到公共输出[16]的电长度为入/4和入/2的传输线来构建Doherty放大器。^^f提供的情形中，使得这种Doherty放大器失谐到^l页定频率以下的19%。于是，传输线的长度改为0.21入(从PA1到公共输出)和0.42入(从PA2到公共输出)，总计为0.63入。图23图示了这样的失谐Doherty放大器。图24-27示出了该放大器输出节点电压和输出电流的振幅和相位。与图9的Doherty放大器相比而言，该飾牟决方案的主要特征在图24的电压图中表现为上端中的中间或过渡区域，其中两个放大处于恒定电压。如在失谐的Chireix放大器盼瞎形那样，这能够看作是插入了额外的过渡点T2，但是这次是被拆分的顶点(最大功率)。注意先前研究的失谐Chireix的电压图的所有区域都存在，但是其具有^:或小的大小。图26-27中所图示的电流与原始Ddierty放大器中的电流相似，但是在其上端具有一个区域，舰区域它们更加fflili也混合到一起(runtogether)。如在Chireix放大器中所f細的，在顶部区域中，能够注意至体发明与常规的反相之间的差别。当在反相中时，两个放大处于最大电压，但是与现有技术中的反相相比，电流或电压的相位改变通常在不同输出节点处具有不同改M:。该^^在失谐Doherty放大器(参见图24-27)中比在失谐Chireix方文大器(参见图17-20)中更加明显。与图9的Doherty放大器不同的是，失谐Doherty放大器具有最优的非线性驱动电流函数22，该函数具有随振幅而变化的相位。在图28中这育,通过非零虚部而看出。在该函数中，还肖,看出Doherty放大器的两个过渡Tl、T2，而不是单个过渡T。所得到的效率曲线的形状与现有技术Doherty放大器的皿的不同主要在于前者具有类似Chireix的最上区域(uppermostregion)。因此，与原始的Doherty放大器相比，该区域中的效率得以提高，同时最大振幅一半处的效率峰值会在很^f呈度上不受影响。这在图29中示出。例3:低输出处的电流限制该失谐不对称(在晶体管尺寸方面)的Chireix放大器的例子说明了对于额外过渡点的需求，也就是具有不同操作斜牛的更多区域。传输线阻抗分别是1.4(从PA1到公共输出)和3.5(从PA2到公共输出)。这意味着来自PA1的最大输出电流是1/1.4=5/7并且来自PA2的最大输出电流是1/3.5=2/7。如图30所示，线长度是0,33入(从PA1至忪共输出)和0.19入(从PA2到公共输出)，总计为0.52入。图31-34示出了该放大器的输出节点电压和输出电流的振幅和相位。该例子的意义在于示出起因于在零处的电流限制而出现的额外过渡(在最大输出电压的0.36倍处)。如前所述，一个放大器(PA2)賴虫最^i也维护(takecareof)第一区域一直到Tl(图33)。在该放大器超lj其最大输出节点电压之后，另一放大器(PA1)在从T1到T2的下一个区域中必须起作用。在该瞎况下，最优驱动要求PA2输出电流在该区域期间减小，但是当该电流减小至瞎时，过渡T3必须出现。由于负RF电流提取出与正RF电流相同的DC电流这样的事实，该过渡在其中一个放大器处于最大电压的区域内。还育嫩在图35所图示的^i早非线性函数中看出三^l渡。在图36中的效率曲线中也旨嫩注意到它们。例4:高输出处的电流限制在该例子中，劍门具有一种放大器，其能够被描述为一种针对低过渡点而原始设计的非常失谐对称的Chireix放大器。该例子示出，如果在高输出电压处，在最微作中遇到了电流P艮制，那么需要额外的过渡点。如图37所示，在雌长度是0,20入(从PA1到公共输出)和0.18入(从PA2到公共输出)，总计为0.38入。图3841示出了该放大器的输出节点电压和输出电流的振幅和相位。起因于PA1的电流限制而出现的额外的过渡T3(在最大输出电压的0.83倍处)能够从电压图和电流图这二者中清楚地看到。在该过渡以上的区域中，PA2处的电压离开了其最大值，所述最大值在该区域以下中使用。这肖嫩被看作将最上区域拆分成两个区域(如前三个例子中所描述的那样)。图42中示出了该放大器的分解的非线性函数。如能够在图43看出的那样，在效率方面，该放大器紧紧,子于单个B鄉大亂尽管例3和4所描述的实施例不肖,被认为是"良好的"放大器，但是它们说明了本发明如何能够在特殊清况中使用。例5:失谐的Chirek-Doherty放大器该例子示出了如何ilil在低输出电压处具有Chireix特性并且在高输出电压处具有Doherty特性的三晶体管放大器的例子[1S]将该解决方案扩展至搞阶放大器系统[17,18,19]。该放大器包括三个等同的晶体管，利用相等阻抗的传输线将其耦合到公共输出。如图44所示，从PA1晶体管到输出的传输线长度是030入，从PA2至嚇出的传输线长度是0.22入以胜PA3到输出的传输线长度是0.60入。前两个晶体管构成失谐的Chiriex对(比普通的Chireix操作频率高4%)而第三晶体管构^^文大器的"Doherty部分"(失谐到高于其1/2频率的20%)。图4548示出了该放大器的输出节点电压和输出电流的振幅和相位。在这些图中，我们會,观察到如第一例子所描述的失谐Chirek的行为以麟二例子的失谐的Doherty的行为。在其中所有的放大M处于最大电压的最高区域中，PA3相对于另外两个放大器是"反相的"(最广义上(inthewidestsense))，如相位图中所示。主要在过渡区域的外部特征中而不是在最大输出电压的0.25-0.3倍处的原始单^H1渡点处看出失谐的Chireix行为。如在图49能够看出的，该放大器的效率曲线甚至比原始的[18，图8]高更多。这是由于加宽的效率峰值。因此，对于许多信号振幅分布而言，该放大器的平均效率比"恰当地(correctly)"调谐的放大器的效率更好。所描述的所有实施例的共同特征在于非线性驱动函数是复数取值(complexvalued)(而不是如现有技术中的实数取值)以W尝分量的缺陷(失谐，输出电流限制)以便在给定的情形中获得最优效率。以不同的方式表述，本发明提供一种非线性驱动函数，其具有随复合放大器输出电压振巾MM变化的相位。该特征能够实现所描述的将过渡点拆分成两1S^度区域，这样提高了效率。非线性函数通常被实施为查找表，其中每个振幅对应于复值(振幅和相位)。Mil针对齡振幅对效率进行优化，育,在实验上发现复值。除了"过渡点拆分"或驱动电流修改之外，审视该解决方案的另一方法是观察在晶体管的输出节点处的电压行为。从低输出电压开始在新的解决方案中，，^ffl单个晶体管用于低输出电平处的放大。该晶体管把具有恒定相位偏移的线性电流提供给输出电压。如，择了适当的晶体管，那么在该区域中这将始终提供最优操作。当输出节点电压之一达到其最大值时，另一晶体管开始操作。在该下一区域中两个晶体管的组合操作旨在将一个输出节点保持在恒定电压(通常CT过具有晶体管之间的变化的相位差)，且同时使用最小组合驱动电流强度(currentmagnitude)。当另一晶体管的输出节点电压也达到其最大振幅时，使用驱动电流以将这两个晶体管输出节点保持为恒定(最大)电压。这是fflil将驱动电流的相位与与振幅的增加一起调节且同时在输出振幅方面仍提供所需的增加来实现。由于ffl31在低输出电平处的单个晶体管的操作使得在所描述的所有放大器中的最优操作成为可能，通过关闭包括驱动放大器(driveramplifier)、混频器等等的其他放大器支路育嫩在该区域中提高效率。该特征能够被动态地使用一如果會詢多以与信号振幅波动相同的3M实W硬件的增力n/M^(rampup/down)，或准静态地使用一如果遇到长期的低输出电平。ffl31使用上述的技术，这是可能的并且即使在完全平衡的Chireix放大器中也会是有益的。如前所述，针对最优效率的失谐量取决于实际信号振幅分布。然而一种说法是对于类似于瑞利的信号振幅分布而言，M失谐的(在例2中所描述的)Chirdx放大器通常是最优的二晶体管放大器。这是因为，效率曲线的原始Chirdx的峰值在较宽的振幅区域中被"涂抹掉了(smearout)"(实际上是略微降低了峰值)。这较好地与高概率的瑞利分布区域的宽度相匹配。在高阶放大器系统[n,18,19]中，经验法则通常是把具有"抹去"了效率峰值的失谐Chirdx级和具有圆形(rounded)峰值的失谐Doherty级相结合，同时在高概率的振幅区域(一个或多个)中集中(concentrate)效率峰值。区域之间的过渡无需如该文献中所描述的尖锐定义的那样。事实上，具有"圆形的"过渡会是有益的，例如减小了驱动信号的带宽[20]。在以上的描述中，仅针对有限组实例描述了最优操作。然而，會^将相同的思想用于其操作是基于输出"组合"网络的所有放大器中。即使未必会获得"最优"操作，但是4OT所述技术会获得很大的收益。如不同实施例中的，所指示的，根据本发明的复合放大器可以是，器的一部分，所述发射^M列如是无线电终端中的发射器，例如蜂窝移动无线电通信系统中的基站或移动站。本发明的一靴点是-普縦用性育,用于其操作基于输出"组合"网络的所有放大器中。-抵消了生产变动(productionvariation)的问题。-使得任何不完美的放大器获得^1子的效率。-避免了微调。-ffiil有意地设计失谐的放大器，提供了用于将效率提高至超逝见有放大器的效率的手段。-对于任意数量的纟拉驱动晶体管、对于许多公判言号振幅分布，与现有技术放大器相比，更加高效。如上所述，所提出的方法能够用于提高不完美的放大器的效率，从而减少对微调和/或高精度制造方法的需求，以湖于针对给定应用(振幅分布)而设计具有最优效率的放大器。本领域技术人员将会理解的是在不脱离所附权利要求所限定的范围的情况下，能够对本发明进行各种修改和改变。参考书目H.Chireix,"HighPowerOutphasingModulation",Proc.IRE,vol.23,no.2，第1370-1392页，1935年11月,W.H.Doherty,"ANewHighEfficiencyPowerAmplifierforModulatedWaves",Proc.IRE,vol.24,no.9,第1163-1182页，1936年9月.F.H.Raab，"EfficiencyofOutphasingRFPowerAmplifierSystems",IEEETrans.Communications,vol,COM-33,no.10,第1094-1099页，1985年10月.[4]B.Stengel禾口W.R.Eisenstadt,"LINCPowerAmplifierCombinerMethodEfficiencyOptimization",IEEETrans.VehicularTechnology,vol.49,no.1,第229-234页，2000年1月.X.ZhangandLE.Larson,"GainandPhaseError-FreeLINCTransmitter",IEEETrans,VehicularTechnology,vol.49,no.5,第1986-1994页，2000年9月.[6]"AmpliphaseAMTransmissionSystem",ABUTechnicalReview,no.33,第10-18页,1974年7月.I.Ullah,"OutputCircuitofanAmpliphaseBroadcastTransmitter",ABUTechnicalReview,no.63,第17-24页，1979年7月.A.S.Wright,S.丄Bennett,美国专利6,054,896,2000年4月,R.E.Stengel,S.A.Olson,美国专利5,901,346,1999年5月.F.H.Raab,"EfficiencyofDohertyRFPowerAmplifierSystems",IEEETrans.Broadcasting,vol.BC-33,no.3,第77-83页，1987年9月.D.M.Upton等"ANewCircuitTopologytoRealizeHighEfficiency,HighLinearity,andHighPowerMicrowaveAmplifiers",IEEEProc.RAWCON<1>98,第317-320页.丄丄Schuss等，美国专利5,568,086,1996年10月.I.Barak等，WO01/91282A2,2001年11月.R.Hellberg，WO02/05421Al,2002年1月.R.Hellberg,WO03/047093Al,2003年6月.R.Hellberg,WO03/061115Al,2003年7月.R.Hellberg,M.Klingberg,WO2004/023647Al,2004年3月.R.Hellberg,M.Klingberg,WO2004/057755Al,2004年4月.M.Klingberg,R.Hellberg,WO2005/031966Al，2005年4月R.Hellberg,WO01/95480Al,2001年12月.K.Meinzer,"MethodandSystemfortheLinearAmplificationofSignals",美国专利号5,012,200.权利要求1、一种包括非线性驱动函数的失谐的复合放大器，其特征在于非线性驱动函数(22，38)具有随复合放大器输出电压振幅而变化的相位。2、如禾又利要求1所述的复合放大器，其特征在于复合放大器是失谐的Doherty放大器。3、如权利要求2所述的复合放大器，其特征在于非线性驱动函数(22)被配置成产生其中两个放大,于最大输出电压的操作区域。4、如权利要求1所述的复合放大器，其特征在于复合放大器是失谐的Chireix放大器。5、如权利要求4所述的复合放大器，其特征在于非线性驱动函数(38)被隨成产生其中仅一个放大器(PA1)处于最大输出电压的操作区域。6、如权利要求4所述的复合放大器，其特征在于非线性驱动函数(38)被配置成只要复合放大器的输出信号振幅不舰预定阈值，就卩Iih—个放大器(PA2)输送任何输出电流。7、如权利要求4所述的复合放大器，其特征在于非线性驱动函数(38)被隨成在至少一^f出电压区域中从两个放大器(PA1，PA2)产生不相等的输出电流振幅。8、如权利要求4所述的复合放大器，其特征在于非线性驱动函数(38)被配置成产生反相区域，其中两个放大器具有恒定输出电压但是相对于复合放大器输出信号相位具有不同的相位。9、如权利要求1所述的复合放大器，其特征在于复合放大器是失谐的组合Chireix-Doherty放大器。10、如权利要求9所述的复合放大器，^JT征在于非线性驱动函数(22，38)被配置成产生反相区域，其中至少两个放大器具有恒定输出电压但是相对于复合放大^1输出{言号相位具有不同的相位。11、如权利要求1所述的复合放大器，其特征在于非线性驱动函数(22，38)被配置成在其中一个放大器(PA1)处于最大电压的区域中以及在其中两个放大器都处于最大电压的区域中驱动这两个放大器(PA1^PA2)，第二区域在最大功率处比奇异点扩展得更多。12、如权利要求1所述的复合放大器，其特征在于非线性驱动函数(22，38)被配置j^其中一个放大器(PA2)处于最大电压的区域中，在其中至少一个另外的放大器(PA1)处于最大电压的至少一个另外的区域中，以及在其中所有放大，处于最大电压的区域中驱动放大器(PAipA2fA3)，最后提到的区:^最大功率处比奇异点扩展得更多。13、如权利要求1所述的复合放大器，其特征在于非线性驱动函数(22，38)被配置湖每至少一个输出电E1渡点转变为扩展的输出电JB1渡区域。14、一种鄉器，包括根据先前权利要求中任一项所述的复合放大器。15、一种驱动失谐的复合放大器的方法，所^^文大器包括非线性驱动函数，其特征在于将非线性驱动函数(22，38)配置成具有随复合放大器输出电压振幅而变化的相位。16、如权利要求15所述的方法，其特征在于驱动Doherty放大器。17、如权利要求16所述的方法，其特征在于将非线性驱动函数(22)配置^生其中两个放大器处于最大输出电压的操作区域。18、如权利要求15所述的方法，其特征在于驱动Chirdx放大器。19、如权利要求15所述的用于驱动Chireix放大器的方法，其特征在于将非线性驱动函数(38)配置成产生其中仅一个放大器(PA1)处于最大输出电压的操作区域。20、如权利要求19所述的方法，其特征在于将非线性驱动函数(38)配置成只要复合放大器的输出信号振幅不超过预定阈值，就阻止一个放大器(PA2)输送任何输出电流。21、如权利要求19所述的方法，其特征在于将非线性驱动函数(38)配置皿至少一个输出电压区域中从两个放大器(PA1，PA2)产生不相等的输出电流振幅。22、如权利要求19所述的方法，其特征在于将非线性驱动函数(38)配置成产生反相区域，其中两个放大器具有恒定输出电压但是相对于复合放大器输出信号相位具有不同的相位。23、如权利要求15所述的方法，其特征在于驱动组合的Doherty-Chireix放大器。24、如权利要求23所述的方法，其特征在于将非线性驱动函数(22，38)配置成产生反相区域，其中至少两个放大器具有恒定输出电压但是相对于复合方文大^l输出i言号相4立具有不同的相^:。25、如权利要求15所述的方法，其特征在于将非线性驱动函数(22，38)配置成在其中一个放大器(PA1)处于最大电压的区域中以及在其中两个放大器都处于最大电压的区域中驱动两个放大器(PA1PA2)，第二区％最大功率处比奇异点扩展得更多。26、如权利要求15所述的方法，其特征在于将非线性驱动函数(22，38)配置成在其中一个放大器(PA2)处于最大电压的区域中，在其中至少一个另外的放大器(PA1)处于最大电压的至少一个另外的区域中，以及在所有放大器处于最大电压的区域中驱动放大器(PA1,PA2,PA3)，最后提到的区J^最大功率处比奇异点扩展得更多。27、如权利要求15所述的方法，其特征在于将非线性驱动函数(22，38)配置湖每至少一，出电压过渡点转变为扩展的输出电压过渡区域。全文摘要一种包括非线性驱动函数(22)的失谐复合放大器，该非线性驱动函数(22)具有随复合放大器输出电压振幅而变化的相位。非线性驱动函数(22)被配置成将现有技术的输出电压过渡点转变为扩展的输出电压过渡区域以提高复合放大器的效率。文档编号H03F3/21GK101351961SQ200580052458公开日2009年1月21日申请日期2005年12月30日优先权日2005年12月30日发明者M·克休伯格,R·赫尔伯格申请人:艾利森电话股份有限公司