电流模式增益分裂双通路vco的制作方法

专利名称：电流模式增益分裂双通路vco的制作方法
技术领域：
本公开内容一般涉及电子电路，更具体地，涉及振荡器和锁相环(PLL)。 II.
背景技术：
振荡器和锁相环是许多电子电路的必需部分且在通信电路中特别重要。例 如，数字系统使用时钟信号来触发同步电路(例如，触发器)。发射机和接收 机系统使用本地振荡器(LO)信号分别用于上变频和下变频。无线通信系统 中的无线设备(例如，蜂窝电话) 一般对数字电路使用时钟信号而对发射机和 接收机系统使用LO信号。用振荡器来生成时钟和LO信号，且通常用锁相环 来控制时钟和LO信号的频率。
压控振荡器(VCO)是具有可随控制电压变化的振荡频率的振荡器。可将 VCO设计成具有在一宽范围上变化其振荡频率的能力。可需要该宽调谐范围 来(1)保证该VCO可在一需要的频率或需要的频率范围上操作；(2)补偿 由于元件容错性、集成电路(IC)处理变化、温度、电压电源变化等产生的振 荡频率的变化。
一般需要大VCO增益来实现宽调谐范围。VCO增益大致等于用于该VCO
的控制电压范围除以vco的调谐范围。大vco增益可导致多种负面效应。首
先，如果该VCO用于PLL，则该大VCO增益一般导致宽的环路滤波器带宽， 这可能影响环路稳定性。为了保持环路滤波器带宽固定以及避免不稳定，可在 该PLL中使用小电荷泵电流和/或大环路滤波器电容器。其导致该电荷泵的减 小的信噪比以及该大片上电容器的区域恶化。此外，大VCO增益导致PLL内 的来自电路块(例如，电荷泵以及环路滤波器)的噪声被大增益放大，其导致 VCO输出的更多抖动。所有这些对生效应都是不期望的。关于大VCO增益的 这些问题在低电压应用中更加显著，因为更多地限制了控制电压范围。
因此，本领域需要有效地处理大VCO增益以及实现优良'性能的技术。

发明内容
本文描述用于使用电流模式双通路来有效处理大VCO增益的技术。这些 技术使用(1)慢速高增益通路来提供调整VCO的中心频率的平均控制电流和 (2)快速低增益通路来提供在正常操作期间调整VCO频率的瞬时或快速控制 电流。高增益通路与大VCO增益相关联但较慢，因此不影响PLL环路动态特 性。低增益通路与较小VCO增益相关联、且工作在正常操作期间，并影响PLL 环路动态特性。因此VCO具有本质上由两个VCO增益组成的双通路VCO增 益，这两个VCO增益可应用于低和高频率。
在一实施例中，VCO包括电压到电流转换器、电流放大器、加法器、以 及流控振荡器(ICO)。电压到电流转换器接收控制电压并生成第一电流和第
二电流。电流放大器将第一电流进行放大和滤波并生成第三电流。加法器将第
二电流和第三电流相加并生成控制电流。ICO接收该控制电流并生成具有由该
控制电流所确定的频率的振荡器信号。可使用诸如场效应晶体管来有效地实现 该电压到电流转换器、电流放大器、和加法器。
在一实施例中，PLL包括如上所述的VCO、分压器、相位一频率检测器、 以及环路滤波器。分压器在频率上划分振荡器信号并提供反馈信号。相位一频 率检测器将反馈信号和参考信号的相位进行比较并提供检测器信号。环路滤波 器对检测信号进行滤波并提供控制电压。可基于由快速低增益通路所提供的较小VCO增益来设计PLL环路特性。
以下进一步详细描述本发明的各方面和实施例。
附图简述
从以下结合附图来阐述的详细描述中，本发明的特征和属性将变得更明 显，其中相同的参考字符贯穿全部附图相应地进行标识。

图1示出传统PLL。
图2示出可有效地处理大VCO增益的新型PLL。 图3示出电流模式双通路电压到电流转换器。 图4A示出图3中的转换器的s域模型。 图4B示出双通路VCO增益的图表。
图5示出使用具有双通路VCO增益的VCO的PLL的操作。 图6示出无线设备的框图。
详细描述
本文使用词"示例性"来表示"作为示例、实例、或说明"。本文描述为 "示例性"的任一实施例或设计不一定被解释为优选的或超越其它实施例或设 计的优点。
图1示出包括相位一频率检测器(PFD) 110、电荷泵(CP) 120、环路滤 波器(LF) 130、压控振荡器(VCO) 140、以及分压器170的传统PLL 100 的框图。VCO140包括电压到电流转换器(V2I) 150以及流控振荡器(ICO) 160。
ICO 160生成具有由来自转换器150的控制电流确定的频率的振荡器信 号。分压器170用因子N在频率上划分该振荡器信号，其中N^1，并提供反 馈信号。相位一频率检测器110接收参考信号和该反馈信号，将这两个信号的 相位进行比较，并提供指示这两个信号之间的相位差值/误差的检测器信号。电 荷泵120生成与检测到的相位差成比例的误差信号。环路滤波器130调整控制 电压，从而将反馈信号的相位或频率锁定到参考信号的相位或频率。转换器150 将控制电压转换成用于ICO 160的控制电流。
VCO140可能具有宽调谐范围，且VCO增益可能很大。可使用各种设计来处理大vco增益。在一常规设计中，执行数字校准来集中vco频率。在该
设计中，将一参考电压应用到该VCO并将其转换成参考电流。使用数字到模 拟转换器(DAC)来生成校准电流并将其与参考电流相加以生成用于ICO的 控制电流。参考电压表示用于VCO的标称(或中心)控制电压。选择校准电 流，从而ICO工作为在应用该参考电压时靠近所需频率。因此，校准电压提供 一偏移，该偏移集中ICO的频率。随后允许将较小的增益用于该电压到电流转 换器，这减小了正常操作期间的VCO增益。该设计使用诸如精确(例如，带 隙)电压参考、DAC、数字校准电路等附加电路。此外，如果仅在启动时执行 一次校准，则该校准的频率可能由于诸如温度和电源电压变化等操作环境中的 变化而漂移。
在另一常规设计中，为VCO生成两个控制电压。在该设计中，将来自环 路滤波器的低增益控制电压与参考电压进行比较，将生成的误差电压积分以获 得高增益控制电压。该参考电压表示VCO的标称控制电压。使用该高增益控 制电压来将ICO移动到期望的频率。因此，该高增益控制电压提供一偏移，该 偏移集中ICO的频率。随后允许将较小的增益用于该低增益控制电压，这减小 了正常操作期间的vco增益。该设计同样使用诸如精确(例如，带隙)电压
参考以及可操作的放大器等附加电路来实现积分器。此外，为了保证环路稳定
性以及避免干扰PLL环路动态特性，必须仔细地设计用于该低增益控制电压的 通路的带宽。
本文描述用于有效地处理大VCO增益的新型技术。这些技术在避免上述 常规设计的缺点的同时能提供良好的性能。这些技术通过使用双通路来处理大 VCO增益 一快速低增益通路与一慢速高增益通路，两者相并联。高增益通 路提供调整VCO的中心频率的平均控制电流。低增益通路提供在正常操作期
间调整vco频率的瞬时或快速控制电流。高增益通路与大vco增益相关联但
很慢，因此并不影响PLL环路动态特性。低增益通路与较小的VCO增益相关 联，且工作在正常操作期间，并影响PLL环路动态特性。
图2示出可有效地操作大VCO增益的新型PLL 200的实施例的框图。PLL 200包括相位一频率检测器210、电荷泵220、环路滤波器230、压控振荡器240、 以及分压器270。 VCO 240包括电流模式双通路电压到电流转换器250以及流
控振荡器260。
相位一频率检测器210、电荷泵220、环路滤波器230、以及ICO 260分 别按照以上所述的图1中的相位一频率检测器110、电荷泵120、环路滤波器 130、以及ICO 160而操作。可使用本领域已知的任意设计来实现相位一频率 检测器210、电荷泵220、以及环路滤波器230。例如，相位一频率检测器210 可以是确定反馈信号相对于参考信号是早或迟的迟早(early-late)检测器。环路 滤波器230可以是第一级环路滤波器或某些其它环路滤波器。ICO 260可由各 种振荡器设计(例如，科尔波兹(Colpitts)振荡器、环振荡器、延迟线振荡器等) 来实现，且也可由数字电路或模拟电路，或两种类型的电路来实现。也可将ICO 260设计成在诸如射频(RF)、中频(IF)等任一频率操作。ICO 260的设计 可取决于使用该ICO的应用。例如，ICO260也可以是生成用于下变频和/或上 变频的LO信号的RF振荡器。
在图2中所示的实施例中，转换器250包括电压到电流转换器252、低带 宽电流放大器254、以及加法器256。电压到电流转换器252接收来自环路滤
波器230的控制电压VcTRL并生成第一 电流I!和第二电流l2。
一般地，第一电
流I,可等于、大于或小于第二电流12。电流放大器254使用增益m来放大第一 电流I!、对放大后的电流进行滤波、并提供第三电流13。电流放大器254具有 低带宽且在正常操作期间不影响PLL环路动态特性。加法器256将第二电流 12和第三电流13相加并提供用于ICO 260的控制电流ICTRL。
在图2中所示的实施例中，转换器250具有两条通路快速低增益通路 280与慢速高增益通路282。在该实施例中，快速低增益通路280的增益为1 且不进行滤波，而慢速高增益通路282的增益为m且具有由低带宽电流放大器 254所提供的滤波。因此VCO增益分裂到两条通路中。通路280对应于在正 常操作期间调节VCO的瞬时频率的小VCO增益通路。通路282对应于缓慢地 调节VCO的中心频率的高VCO增益通路。在电压到电流转换之后完成VCO 增益分裂。这允许转换器250的有效实现并可提供如下所述的其他优点。
图3示出了图2中的转换器250的实施例的电流模式双通路电压到电流转 换器250a的示意图。在该实施例中，转换器250a包括电压到电流转换器310、 快速低增益电流镜320、以及慢速高增益电流镜330。转换器250a在具有N沟
道场效应晶体管(N-FET)和P沟道场效应晶体管(P-FET)两者的互补金属 氧化物半导体(CMOS)中实现。
电压到电流转换器310包括N-FET312和314， N-FET312和314并联且 它们的源极耦合到电路地极(ground)。 N-FET 312和314的栅极耦合在一起并 接收来自图2中的环路滤波器230的控制电压VCTRL。
快速低增益电流镜320包括耦合成电流镜的P-FET 322和324。 P-FET 322 的源极耦合到电源电压VDD，其栅极耦合到其漏极，而其漏极耦合到N-FET 312 的漏极。P-FET 324的源极耦合到电源电压，其栅极耦合到P-FET 322的栅极， 而其漏极耦合到电流求和节点。
慢速高增益电流镜330包括耦合成电流镜的P-FET 332和334。P-FET 332 的源极耦合到电源电压，其栅极耦合到其漏极，而其漏极耦合到N-FET314的 漏极。P-FET 334的源极耦合到电源电压，其栅极耦合到P-FET 332的栅极， 而其漏极耦合到电流求和节点。电容器326的一端耦合到P-FET 332和334的 栅极，而另一端耦合到电源电压。电流求和节点提供用于ICO的控制电流ICTRl。
对于电压到电流转换器310， N-FET 312和314接收控制电压Vctrl并分 别生成漏极电流^和I2。栅极电流与控制电压之间的转移函数由N-FET 312和 314的特征来确定。如图3所示，如果N-FET 312和314具有相同的IX的维
度以及相同的栅源电压V(js，则li等于l2。
对于电流镜320， P-FET 322的漏极电流等于N-FET 312的漏极电流。因 为P-FET 322和324具有相同的IX的维度以及相同的VGS电压，所以P-FET 324 的漏极电流等于P-FET 322的漏极电流。因此，P-FET 324向电流求和节点提 供漏极电流Ii。电流镜320不包括任意电抗元件(除寄生元件外)且因此很快。
对于电流镜330， P-FET 332的漏极电流等于N-FET 314的漏极电流。因 为两个P-FET具有相同的VGS电压，且P-FET 334具有nrX的维度而P-FET 332 具有IX的维度，所以P-FET 334的漏极电流是P-FET 332的漏极电流的m倍。 P-FET 334向电流求和节点提供漏极电流13二rrrl"电流镜330包括防止在 P-FET 332和334的栅极处的电压的快速变化的电容器326。因此，漏极电流 13以由电容器326的尺寸和其它因素确定的低速率改变。
图3示出使用少数FET和一个电容器的电流模式双通路电压到电流转换
器250a的有效实现。使用两个N-FET 312和314来执行电压到电流转换。使 用由两个P-FET 322和324组成的第一电流镜来实现快速低增益通路。使用由 两个P-FET 332和334以及一个电容器326组成的第二电流镜来实现慢速高增 益通路。第二电流镜提供电流与固定增益m相乘。电流求和节点方便地将 P-FET 324和334的漏极电流相加并提供控制电流。
图3示出在CMOS中实现的电流模式双通路电压到电流转换器250的一 个实施例。 一般地，可使用各种设计来实现转换器250。电压到电流转换、放 大、滤波、以及求和功能可明显地由电路实现或含蓄地实现。例如，可通过将 电路输出连接到一起来实现电流求和。也可将多种功能结合在一给定电路中。 例如，可将两个电流镜组合在一起，而可以不明显地生成第一和第二电流。
图4A示出电流模式双通路电压到电流转换器250的s域模型400的框图。 在模型400中，图2中的慢速高增益通路282由具有图4A中所示的转换功能 的框410来表示。快速低增益通路280由线412表示。加法器256由加法器414 表示。
用于电流模式双通路电压到电流转换器250的双通路VCO增益可表示为
<formula>formula see original document page 11</formula>等式(1)
其中叫是图2中的电流放大器254的带宽，Kv。。是仅有快速低增益通 路的VCO增益，而K'v。。是具有慢速高增益通路和快速低增益通路两者的 VCO增益。K'v。。是可应用于跨越所有频率的双通路VCO增益。K^是可应
用于更高频率的VCO增益并影响PLL环路动态特性。
电流放大器254的带宽叫由图3中的电容器336的尺寸以及P-FET 332
的跨导确定的。可选择合适的电容值来实现期望的带宽。可基于诸如期望性能、 电路实现等各种因素来选择增益m。如果m太小，则双通路VCO增益的效果 可能会很小。如果m太大，则在(m+l》叫处的零点位置可能太高，其可能影
响PLL环路稳定性。在一个实施例中，对于m使用值8。也可对m使用其他值。
图4B示出等式(1)中的双通路VCO增益的图表。如图4B和等式(1)
中所示，电路放大器254的加法将一个极点和一个零点添加到PLL环路增益中， 这是PLL周围的总增益。极点位于叫处，而零点位于(w + l)w。处。在低频率 处(例如，s —0) ， VCO增益可逼近(m + l)./^。。使用该大VCO增益来 生成用于ICO的平均控制电流。在高频率，VCO增益可逼近iC，。在接近 锁定的情况下使用该较小VCO增益并帮助减少抖动。可通过设计(m + l)-叫 极大地少于PLL环路增益带宽并优选地低于环路滤波器230的零点来保证 PLL环路稳定性。
图5示出用于操作具有包含双通路VCO增益的VCO的PLL的过程500 的实施例。框510示出VCO的操作，而框520示出其余PLL的操作。
对于框510中的VCO，基于控制电压来生成第一电流和第二电流(框 512)。将第一电流进行放大和滤波以生成第三电流(框514)。将第二电 流和第三电流相加以生成控制电流(框516)。生成具有由控制电流确定的 频率的振荡器信号(框518)。可由图2中的转换器250来执行框512、 514 以及516。可由ICO 260来执行框518。
对于框520中的其余PLL，在频率上划分该振荡器信号以生成反馈信 号(框522)。将反馈信号和参考信号的相位进行比较以生成检测器信号(框 524)。使用环路滤波器对该检测器信号进行滤波以生成控制电压(框526)。 可分别由图2中的分压器270、相位一频率检测器210、以及环路滤波器230 来执行框522、 524和526，电荷泵220可视为相位一频率检测器210的一 部分。
本文所述技术通过在将控制电压进行电压到电流转换后将VCO增益 分裂成慢速高增益通路和快速低增益通路来解决宽调谐范围和大VCO增 益的问题。使用向VCO提供平均控制电流的慢速高增益通路来支持宽调谐 范围。快速低增益通路提供用于接近锁定情况的较小VCO增益。较小VCO 增益允许使用较小环路滤波器带宽，这改进了 PLL环路稳定性。较小VCO 增益还导致振荡器信号中的较少抖动。慢速高增益通路和快速低增益通路 之间的增益比率m是固定的且较好地定义。该己知关系使得可容易地定义 其他PLL环路参数。此外，该新型技术不需要外部电压参考。
可有利地将本文所述技术用于各种低电压应用。低电源电压通常用于
许多电子电路来帮助减少功耗。对于由电池供电的便携式设备特别需要低 功耗。然而，低电源电压也限制了控制电压范围，使得大VCO增益问题更
加显著。本文所述的技术可处理在低电压应用中会更加严重的大vco增
、
本文所述技术可用于各种电子电路。以下描述将技术用于无线通信设备。
图6示出无线通信系统中的无线设备600的实施例的框图。无线设备 600可以是蜂窝电话、终端、PDA、手持设备、或某些其他设备或设计。无 线通信系统可以是码分多址(CDMA)系统、时分多址(TDMA)系统、 频分多址(FDMA)系统、移动通信(GSM)系统的全球系统、正交频分 多址(OFDMA)系统等。
无线设备600包括数字处理器610以及支持双向通信的收发机630。 可使用一个或多个应用专用集成电路(ASIC)来实现数字处理器610，且 可使用一个或多个RF集成电路(RFIC)来实现收发机630。
在数字处理器610内，编码器612编码(例如，格式化、编码、交织) 将被发送的数据，调制器(Mod) 614进一步处理(例如，调制和扰频)该 已编码数据以生成数据码片。在收发机630内，发送(TX)基带单元632 执行诸如数字到模拟转换、滤波、放大等基带处理。混频器634将基带信 号上变频到RF。 TXRF单元636执行诸如滤波和功率放大等信号调节并生 成RF调制信号，该RF调制信号经由天线640发送。对于数据接收，接收 (RX) RF单元642接收来自天线640的输入RF信号并执行诸如低噪声放 大和滤波等信号调节。混频器644将调节后的RF信号从RF下变频到基带。 RX基带单元646执行诸如滤波、放大、模拟到数字转换等基带处理。解调 器(Demod) 616处理(例如，扰频和解调)来自单元646的输入采样并提 供符号预测。解码器618处理(例如，去交织和解码)这些符号预测并提 供己解码数据。 一般地，由数据处理器610和收发机630执行的处理取决 于该无线系统的设计。
处理器620可支持诸如视频、音频、图像等各种应用。控制器/处理器660 指导无线设备600中的各种处理单元的操作。存储器662存储用于无线设备600
的程序代码和数据。
VCO/PLL 622生成用于数字处理器610内的各处理单元的时钟信号。 VCO/PLL 650生成由混频器634用于上变频的发送LO信号以及由混频器644 用于下变频的接收LO信号。VCO 622和/或VCO 650可具有大VCO增益并可 使用本文所述技术。VCO 622可使用电流模式双通路电压到电流转换器来将该 VCO增益分裂到两条通路中，从而可使用慢速高增益通路来控制平均VCO频 率而使用快速低增益通路来调节瞬时VCO频率。也可将电流模式双通路电压 到电流转换器用于VCO 650。参考振荡器664生成用于VCO/PLL 622和/或 VCO/PLL 650的参考信号。参考振荡器664可以是晶体振荡器(XO)、压控 XO (VCXO)、温度补偿XO (TCXO)、或某些其它类型的振荡器。
本文所述的VCO和PLL可实现在模拟IC、 RFIC、 ASIC、数字信号处理 器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可 编程栅阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、以及其它电 子单元中。VCO和PLL可实现在诸如N-MOS、 P-MOS、 COMS、 BJT、 GaAs 等各种IC处理技术中。还可使用离散组件来实现VCO和PLL。
提供所公开的实施例的以上描述以允许本领域的技术人员制造或使用本 发明。这些实施例的各种变化对本领域的技术人员来说已经是显然的，且可将 本文所定义的基本原理应用于其它实施例而不背离本发明的精神或范围。因 此，本发明并非旨在被本文所示的实施例所限制，而是符合与本文所公开的原 理和新型特征相一致的最宽范围。
权利要求
1.一种集成电路，包括电压到电流转换器，配置成接收控制电压并生成第一电流和第二电流；电流放大器，配置成对所述第一电流进行放大和滤波并生成第三电流；加法器，配置成将所述第二电流和所述第三电流相加并生成控制电流；以及流控振荡器(ICO)，配置成接收所述控制电流并生成具有由所述控制电流所确定的频率的振荡器信号。
2. 如权利要求1所述的集成电路，其特征在于，所述电流放大器被配置 成用固定因子m来放大所述第一电流，其中m大于l。
3. 如权利要求1所述的集成电路，其特征在于，所述电流放大器包括 电流镜，被配置成接收所述第二电流并提供所述第三电流。
4. 如权利要求3所述的集成电路，其特征在于，所述电流放大器还包括 电容器，该电容器被配置成提供对所述第一电流的滤波。
5. 如权利要求1所述的集成电路，其特征在于，所述加法器由求和节点 组成，该求和节点用于所述电压到电流转换器和所述电流放大器的输出。
6. 如权利要求1所述的集成电路，其特征在于，使用场效应晶体管(FET) 来实现所述电压到电流转换器和所述电流放大器。
7. 如权利要求1所述的集成电路，其特征在于，还包括 分压器，配置成在频率上划分所述振荡器信号并提供反馈信号； 相位一频率检测器，配置成将所述反馈信号与参考信号的相位进行比较并提供检测器信号；以及环路滤波器，配置成对所述检测器信号进行滤波并提供所述控制电压。
8. 如权利要求7所述的集成电路，其特征在于，所述环路滤波器具有第 一带宽，而所述电流放大器具有小于所述第一带宽的第二带宽。
9. 一种方法，包括基于控制电压输出第一电流和第二电流； 将所述第一电流进行放大和滤波以生成第三电流； 将所述第二电流与所述第三电流相加以生成控制电流；以及生成具有由所述控制电流所确定的频率的振荡器信号。
10. 如权利要求9所述的方法，其特征在于，还包括 在频率上划分所述振荡器信号以生成反馈信号；将所述反馈信号与参考信号的相位进行比较以生成检测器信号；以及对所述检测器信号进行滤波以生成控制电压。
11. 一种装置，包括.-用于基于控制电压输出第一电流和第二电流的装置； 用于将所述第一电流进行放大和滤波以生成第三电流的装置； 用于将所述第二电流与所述第三电流相加以生成控制电流的装置；以及 用于生成具有由所述控制电流所确定的频率的振荡器信号的装置。
12. 如权利要求ll所述的装置，其特征在于，还包括 用于在频率上划分所述振荡器信号以生成反馈信号的装置； 用于将所述反馈信号与参考信号的相位进行比较以生成检测器信号的装置；以及用于对所述检测器信号进行滤波以生成控制电压的装置。
13. —种集成电路，包括转换器，配置成接收控制电压，以经由慢速高增益通路生成第一电流和经 由快速低增益通路生成第二电流，并将所述第一电流与所述第二电流相加以生 成控制电流；以及流控振荡器(ICO)，配置成接收所述控制电流并生成具有由所述控制电 流所确定的频率的振荡器信号。
14. 如权利要求13所述的集成电路，其特征在于，所述慢速高增益通路 相对于所述快速低增益通路具有固定的增益因子m，其中m大于1。
15. 如权利要求13所述的集成电路，其特征在于，还包括锁相环，配置成接收参考信号和所述振荡器信号并生成所述控制信号，使 得所述振荡器信号的所述频率被锁定到所述参考信号的频率。
16. —种无线设备，包括转换器，配置成接收控制电压，以经由慢速高增益通路生成第一电流和经由快速低增益通路生成第二电流，并将所述第一电流与所述第二电流相加以生 成控制电流；以及流控振荡器(ICO)，配置成接收所述控制电流并生成具有由所述控制电 流所确定的频率的振荡器信号。
17. 如权利要求16所述的无线设备，其特征在于，所述慢速高增益通路相对于所述快速低增益通路具有固定的增益因子m，其中m大于1。
18. 如权利要求16所述的无线设备，其特征在于，还包括锁相环，配置成接收参考信号和所述振荡器信号并生成所述控制信号，使 得所述振荡器信号的所述频率被锁定到所述参考信号的频率。
19. 如权利要求16所述的无线设备，其特征在于，所述振荡器信号用于 生成用于数字电路的时钟信号。
20. 如权利要求16所述的无线设备，其特征在于，所述振荡器信号用于 发射机中的上变频或接收机中的下变频。
全文摘要
描述了有效处理大压控振荡器(VCO)增益的技术。这些技术使用(1)慢速高增益通路来提供调整VCO的中心频率的平均控制电流和(2)快速低增益通路来提供在正常操作期间调整VCO频率的瞬时控制电流。在一种设计中，该VCO包括电压到电流转换器、电流放大器、加法器、以及流控振荡器(ICO)。电压到电流转换器接收控制电压并生成第一电流和第二电流。电流放大器将第一电流进行放大和滤波并生成第三电流。加法器将第二电流和第三电流相加并生成控制电流。ICO接收该控制电流并生成具有由该控制电流所确定的频率的振荡器信号。
文档编号H03L7/00GK101371443SQ200780002199
公开日2009年2月18日 申请日期2007年1月11日 优先权日2006年1月11日
发明者M·佩德拉利-诺伊, 全晓虹 申请人:高通股份有限公司